专利名称：采用基本移相控制全桥电路的直流变换电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及电能变换技术，具体地说涉及采用基本移相控制全桥电路的直流变换电路。
进一步地，本发明的次一目的是通过增加基本移相控制全桥电路中变压器的原边激磁电流的方法来提供附加电流，从而扩大功率管的零电压开通范围。
实现上述目的的技术方案采用基本移相控制全桥电路的直流变换电路，包括输入直流电容、逆变桥、由原边绕组和两个副边绕组组成的高频变压器T1、第一整流二极管DR1和第二整流二极管DR2、第一钳位二极管D5和第二钳位二极管D6、三绕组辅助电感LR，该高频变压器T1的两个副边绕组和上述第一、第二整流二极管分别串联形成相互并联的第一串联支路和第二串联支路，串接后的第一钳位二极管D5和第二钳位二极管D6并接逆变桥输入侧，三绕组辅助电感LR的两个原边绕组(1、2)分别串接在上述并联的第一串联支路和第二串联支路中，三绕组辅助电感LR的副边绕组的一端I与高频变压器T1的原边绕组的一端连接，三绕组辅助电感LR的副边绕组的另一端J与上述第一钳位二极管D5和第二钳位二极管D6的串联点连接。
所述三绕组辅助电感LR的第一原边绕组1中靠近高频变压器第一副边绕组4的一端F、三绕组辅助电感LR的第二原边绕组2中远离高频变压器第二副边绕组5的一端K和三绕组辅助电感LR副边绕组3中与高频变压器T1原边绕组相连的一端I互为同名端。
所述高频变压器原边绕组6中不与三绕组辅助电感LR副边相连的一端A、高频变压器第一副边绕组4中远离三绕组辅助电感LR第一原边绕组1的一端D和高频变压器第二副边绕组5中靠近三绕组辅助电感LR第二原边绕组2的一端E互为同名端。
在所述高频变压器T1的原边并联一电感L2，用以增加高频变压器T1的原边激磁电流，扩大功率管的零电压开通范围。
所述并联电感L2可以是外加的电感，也可以是变压器T1的自感。
采用上述技术方案，结合下面将要详述的实施例，本发明突出的技术进步在于1、通过采用移相全桥控制方式和增加付边的三绕组辅助电感LR，实现了功率管的零电压开关，减小了功率管的开关损耗，提高了电路效率。2、利用辅助电感LR的付边绕组和钳位二极管，消除了二极管由于反向恢复电流所产生的关断电压尖峰。3、利用辅助电感LR的付边绕组和钳位二极管，在付边续流过程保持辅助电感能量不变，从而扩大了ZVS的范围。4、通过在高频变压器T1的原边并联电感L2，可以增加变压器的原边激磁电流，通过提供附加电流，从而扩大功率管的零电压开通范围。
图2本发明的一种实现电路图。
图3；本发明的另一种实现电路图。
图4图2电路中的主要波形示意图。
图5-
图11图2电路的几种工作模式等效电路图。
图12本发明的一种改进电路图。
图13图12电路中的主要波形示意图。
具体实施例方式
如图2所示，一种采用基本移相控制全桥电路的直流变换电路，包括输入直流电容Cin、逆变桥、第一钳位二极管D5和第二钳位二极管D6、高频变压器T1、三绕组辅助电感LR和整流二极管(DR1、DR2)，三绕组辅助电感LR由第一原边绕组1、第二原边绕组2和一个付边绕组3组成，逆变桥的桥臂两端由开关管Qi、电容Ci和单向导通二极管Di(i＝1~4)并联而成(其中电容Ci和二极管Di既可以是开关管内部寄生的电容和二极管，也可以是外部附加的电容和二极管)，各开关管由时序信号控制导通与关断，逆变桥的桥臂两端输入侧并接输入直流电容Cin和串接后的第一钳位二极管D5和第二钳位二极管D6，逆变桥输出侧接高频变压器T1的原边绕组a、b两端；高频变压器T1由一个原边绕组和两个付边绕组组成，高频变压器T1的第一付边绕组串接第一整流二极管DR1和三绕组辅助电感LR的第二原边绕组2形成第一串联支路进行整流滤波，高频变压器T1的第二付边绕组串接第二整流二极管DR2和三绕组辅助电感LR的第一原边绕组1形成第二串联支路进行整流滤波，所述两个串联支路并联后输出接负载，三绕组辅助电感LR的副边绕组的一端I与高频变压器T1的原边绕组的一端连接，三绕组辅助电感LR的副边绕组的另一端J与上述第一钳位二极管D5和第二钳位二极管D6的串联点连接。具体地说，三绕组辅助电感LR的第一原边绕组1中靠近高频变压器第一副边绕组4的一端F、三绕组辅助电感LR的第二原边绕组2中远离高频变压器第二副边绕组5的一端K和三绕组辅助电感LR副边绕组3中与高频变压器T1原边绕组相连的一端I互为同名端。高频变压器原边绕组6中不与三绕组辅助电感LR副边相连的一端A、高频变压器第一副边绕组4中远离三绕组辅助电感LR第一原边绕组1的一端D和高频变压器第二副边绕组5中靠近三绕组辅助电感LR第二原边绕组2的一端E互为同名端。
如图4所示，整个电路在一个开关周期中有12种工作模式。下面结合附图4-11详述各工作模式的工作过程①工作模式0(对应于t0时刻，其等效电路图5)在t0时刻，Q2，Q4导通，变压器T1的原边电流流经Q2-变压器T1的原边绕组-Q4。第二整流二极管DR2导通，第一整流二极管DR1截止，付边电流经DR2-LR绕组1-L1流动，能量从变压器T1的原边传递到输出；②工作模式1(对应于t0-t1，其等效电路图6)在t0时刻，Q4关断，变压器T1的原边电流流经Q2-变压器T1的原边绕组-电容C4给电容C4充电，同时电流流经电容C1-Q2-变压器T1的原边绕组给电容C1放电；使Q4实现零电压关断，付边电流继续经DR2-LR绕组1-L1流动，能量从变压器T1的原边传递到输出；③工作模式2(对应于t1-t3，其等效电路图7)在t1时刻，电容C1电压下降为0，电容C4电压上升至Vin，二极管D1自然导通；此时，电流沿Q2-变压器T1的原边绕组-D1流动，变压器电压为0，付边电流继续经DR2-LR绕组1-L1流动，输出电感电流线性下降，由于电感LR电压被绕组3钳位为0，能量不变，电感LR部分电流则通过绕组3-D5-Q2流动。在t2时刻，Q1零电压导通，电路工作模式仍保持不变；直至t3时刻；④工作模式3(对应于t3-t4，其等效电路图8)在t3时刻，Q2管关断，变压器T1的原边电流流经C2-变压器T1的原边绕组-D1流动给C2充电，同时流经C3-变压器T1的原边绕组-D1流动给C3放电，使Q2实现零电压关断，变压器T1的原边绕组电压Uab等于Vc1，三绕组辅助电感LR的第一原边绕组1的电压为-Vc1/n，电流逐渐减小，三绕组辅助电感LR的第二原边绕组2的电压为Vc1/n，电流逐渐增加。另外，三绕组辅助电感LR的付边绕组3还产生另外二条电流支路付边绕组3电流经LR绕组3-D5-C2给C2充电，同时流经C3-LR绕组3-D5流动给C3放电；直至付边绕组3电流下降为0；⑤工作模式4(对应于t4-t5，其等效电路图9)在t4时刻，电容C3电压下降为0，电容C2电压上升至Vin，二极管D3自然导通，变压器T1的原边电流经D3-变压器T1的原边绕组-D1流动，把能量反馈回输入侧；变压器T1的原边绕组电压Uab等于Vin，三绕组辅助电感LR的第一原边绕组1的电压为-Vin/n，电流继续减小，绕组2的电压为Vin/n，电流继续增加。⑥工作模式5(对应于t5-t6，其等效电路图10)在t5时刻，Q3零电压导通，变压器T1的原边电流仍经D3-变压器T1的原边绕组-D1流动直至电流降为0，此时变压器T1的原边电流沿Q1-变压器T1的原边绕组-Q3线性上升，三绕组辅助电感LR的第一原边绕组1的电压为-Vin/n，电流继续减小，第二原边绕组2的电压为Vin/n，电流继续增加。⑦工作模式6(对应于t6-t7，其等效电路图11)在t6时刻，DR1的电流增加至IL1，付边DR2的电流减小为0，由于二极管反向恢复作用，DR1产生反向恢复电流Ir，这部分反向恢复能量就转移到三绕组辅助电感LR的付边绕组3中，在三绕组辅助电感LR的付边绕组3中产生电流沿绕组3-Q3-D6流动，同时把电感电压钳位到0，二极管DR2的反向电压钳位在2Vin/n，从而消除了电压尖峰；此时变压器T1的原边绕组电压等于Vin，付边电流沿DR1-LR绕组2-L1流动输出到负载，并且付边电流线性增加，由于电感LR电压通过绕组3被钳位为0，能量保持不变，绕组3的电流逐渐转移到绕组2上输出，绕组3电流逐渐减小到0。之后，付边电流继续沿DR1-LR绕组2-L1流动输出到负载。
在t7时刻，Q1管关断，电路开始另一半个周期[t7-t13]，其工作类似于上述的半个周期[t1-t7]另外，Q2-Q3桥臂与Q1-Q4桥臂的开关时序可以同时互换，电路仍然有效，这里不再具体分析。
图3所示是本发明的另一种实现电路图，该电路与图2所示电路不同之处在于三绕组辅助电感L R的两个原边绕组接在第一整流二极管DR1或DR2之前，而不是在第一整流二极管DR1或DR2之后，其工作过程与图2电路相同(从略)。
另外，还可以通过增加变压器T1的原边附加电流的方法来扩大功率管的零电压开通范围。如图12所示，通过并联电感L2，并调节L2电感值来提供附加电流，其它的工作过程与图2电路相同(从略)，图13是图12所示电路的主要波形示意图。
图12所述电感L2，可以是外加的电感，也可以是变压器的自感。
权利要求
1.采用基本移相控制全桥电路的直流变换电路，包括输入直流电容、逆变桥、由原边绕组和两个副边绕组组成的高频变压器(T1)、第一整流二极管(DR1)和第二整流二极管(DR2)，该高频变压器(T1)的两个副边绕组和上述第一、第二整流二极管分别串联形成相互并联的第一串联支路和第二串联支路，其特征在于还包括第一钳位二极管(D5)和第二钳位二极管(D6)、三绕组辅助电感(LR)，串接后的第一钳位二极管(D5)和第二钳位二极管(D6)并接逆变桥输入侧，三绕组辅助电感(LR)的两个原边绕组(1、2)分别串接在上述并联的第一串联支路和第二串联支路中，三绕组辅助电感(LR)的副边绕组的一端(I)与高频变压器(T1)的原边绕组的一端连接，三绕组辅助电感(LR)的副边绕组的另一端(J)与上述第一钳位二极管(D5)和第二钳位二极管(D6)的串联点连接。
2.根据权利要求1所述采用基本移相控制全桥电路的直流变换电路，其特征在于所述三绕组辅助电感(LR)的第一原边绕组(1)中靠近高频变压器第一副边绕组(4)的一端(F)、三绕组辅助电感(LR)的第二原边绕组(2)中远离高频变压器第二副边绕组(5)的一端(K)和三绕组辅助电感(LR)副边绕组(3)中与高频变压器(T1)原边绕组相连的一端(I)互为同名端。
3.根据权利要求2所述采用基本移相控制全桥电路的直流变换电路，其特征在于所述高频变压器原边绕组(6)中不与三绕组辅助电感(LR)副边相连的一端(A)、高频变压器第一副边绕组(4)中远离三绕组辅助电感(LR)第一原边绕组(1)的一端(D)和高频变压器第二副边绕组(5)中靠近三绕组辅助电感(LR)第二原边绕组(2)的一端(E)互为同名端。
4.根据权利要求1所述采用基本移相控制全桥电路的直流变换电路，其特征在于在所述高频变压器(T1)的原边并联一电感(L2)，用以增加高频变压器(T1)的原边激磁电流，扩大功率管的零电压开通范围。
5.根据权利要求4所述采用基本移相控制全桥电路的直流变换电路，其特征在于所述并联电感(L2)可以是外加的电感也可以是高频变压器(T1)的自感。
全文摘要
一种采用基本移相控制全桥电路的直流变换电路，包括输入直流电容、逆变桥、高频变压器、第一第二整流二极管、第一第二钳位二极管、三绕组辅助电感，高频变压器的两个副边绕组和上述第一、第二整流二极管分别串联形成相互并联的第一、第二串联支路，串接后的第一钳位二极管和第二钳位二极管并接逆变桥输入侧，三绕组辅助电感的两个原边绕组分别串接在上述并联的第一、第二串联支路中，三绕组辅助电感的副边绕组的一端(I)与高频变压器的原边绕组的一端连接，三绕组辅助电感的副边绕组的另一端(J)与上述第一第二钳位二极管的串联点连接。采用本发明，既实现开关管的零电压开关，又避免在付边二极管反向恢复过程时产生较大的电压尖峰，减小二极管的电压额度和损耗，提高效率。
文档编号H02M3/24GK1417932SQ0214961
公开日2003年5月14日 申请日期2002年12月9日 优先权日2002年12月9日
发明者阮世良, 向华 申请人:艾默生网络能源有限公司