专利名称：餐具清洗机的电机驱动装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种用于清洗餐具的家庭用餐具清洗机。
背景技术：
在现有的这种餐具清洗机中，电机驱动装置一般是通过变频器来驱动无传感器的无刷电机，因此清洗泵电机需要实现小型化(其中的一例可参考日本专利公报特开2003-190070号)。
但是，在上述的现有装置中，为了检测转子的位置，需要对电机的感应电压进行检测，因此采用的是称为“方波驱动”的电机驱动方法，但这种驱动方法存在着电机电流的波形失真大、电机噪声也会增大的问题。另外，在用通过位置传感器信号进行驱动来代替无传感器驱动的场合下，则需要在电机中设置位置传感器。但这样一来，又会产生电机的厚度增大、可靠性下降、成本上升等问题。
发明内容
本发明旨在解决现有技术中的上述问题，其目的在于通过对水泵电机进行无传感器、正弦波驱动来减小电机噪声，并且通过省去位置传感器使电机实现小型化、薄型化、低成本化，同时提高可靠性。
本发明的具体实施方案概述如下。其中，第1方案中的餐具清洗机的电机驱动装置包括交流电源；将所述交流电源的交流电力变换成直流电力的整流电路；将所述整流电路的直流电力变换成交流电力的变频器电路；由所述变频器电路加以驱动、并用来驱动清洗泵或排水泵的电机；检测所述变频器电路的输出电流的电流检测装置；和通过所述电流检测装置的输出信号对所述变频器电路进行脉宽调制控制、控制所述电机达到设定转速的控制装置，其中，所述变频器电路的输出电压和输出电流的相位或者无功电流被控制成规定值。这样，可以省去位置传感器，使电机实现小型化，同时提高可靠性，降低成本。
第2方案为，第1方案中的变频器电路包括6个晶体管和6个二极管，构成3相全波桥式变频器电路，所述电流检测装置包括与所述3相全波桥式变频器电路的下臂晶体管的负电位端分别连接的多个分流电阻，通过对所述分流电阻中流过的电流进行检测，来检测出所述变频器电路的输出电流。这样，直流成分就很容易检测到，且通过低成本的分流电阻就能够构成电流检测装置，电流检测装置可以小型化，能够制成低成本的无传感器电机驱动装置。
第3方案为，第1方案中的电机为扁平状的、无位置传感器的直流无刷电机。通过采用直流无刷电机，可以使电机小型化。此外，由于没有位置传感器，电机可以做成扁平形状，从而能够减小清洗槽底部用于安装电机等所需的容积，从而加大清洗槽中可用来设置餐具的容积，能够形成实现一种结构紧凑、容量大的餐具清洗机。
第4方案为，在第1方案中，通过将所述变频器电路的输出电压和输出电流的相位、或者无功电流控制成规定值，将所述变频器电路的输出电流和所述电机的感应电压的相位控制成基本相同的相位。这样，通过将电机感应电压的相位和电机电流的相位控制成基本相同，可以减小电机电流，使工作效率达到最大，减小电机的温升，使电机可以实现小型化、扁平化，同时还可以减小电机的安装容积，加大清洗槽中可用于设置餐具的容积，能够实现一种结构紧凑、容量大、造价低的餐具清洗机。
第5方案为，在第1方案中，通过将所述变频器电路的输出电压和输出电流的相位、或者无功电流控制成规定值，将所述变频器电路的输出电流相位控制成相对于所述电机的感应电压具有一个超前角。这样，即使负载变动引起电流相位发生变化，电流相位也比感应电压延迟，不会发生转矩减少、失步等情况，可以使控制变得稳定。即使水泵吸入空气，负载发生急剧变化，也可以使操作稳定，同时即使在通过较弱的磁场进行控制的多极数电机中也可以实现高速旋转。
第6方案为，在第1方案中，电流检测装置与对变频器电路进行脉宽调制控制的切换周期同步地检测所述变频器电路的输出电流，通过将所述电流检测装置检测到的电流值、和与切换周期同步地运算/设定好的输出电流值进行比较，将所述变频器电路的输出电压和输出电流的相位、或者无功电流的瞬时值控制成规定值。这样，即使在载波频率比电机驱动频率还高的情况下，也能够检测出电机电流相位、无功电流或电流绝对值，加快电机控制的响应时间，使之能够跟得上负载变动。即使水泵吸入空气，负载发生急剧变化，也可以使操作稳定。
第7方案为，在第1方案中，所述电机被控制成进行正转及反转时，分别实现清洗操作和排水操作；在所述的泵被驱动时，将所述电机控制成设定转速，当变频器电路输出电流处于规定值以下时，则判定所述泵吸入了空气。在判定吸入了空气时，为了防止噪声增大，可以降低进行清洗工作或漂洗工作时的转速或者增大水量，在进行排水操作时可以使泵临时停止操作，等到清洗槽下部再次存积有清洗水时才重新开始排水，这样，操作时间可以缩短，噪声也可以降低。
图1为本发明的第1实施例中的餐具清洗机的电机驱动装置的方框图，图2为本发明的餐具清洗机中的电机驱动装置的变频器电路图，
图3为本发明的餐具清洗机中的电机驱动装置的电流检测时序图，图4为本发明的餐具清洗机的电机驱动装置的控制装置方框图，图5为本发明的餐具清洗机中的电机驱动装置的控制矢量图，图6为本发明的餐具清洗机中的电机驱动装置的各种波形和时序图，图7为本发明的第1实施例的餐具清洗机中的电机驱动装置的截面图，图8为本发明的第2实施例中的电机控制程序的流程图，图9为本发明的电机控制程序中的载波信号中断子程序的流程图，图10为本发明的电机控制程序的转速控制子程序的流程图，图11为本发明的餐具清洗机的电机驱动装置的起动控制时序图，图12为本发明的餐具清洗机中与电机驱动装置的转速相对应的控制表示意图，图13为本发明的餐具清洗机中的电机驱动装置发生吸入空气时的控制矢量图。
上述附图中，1为交流电源，2为整流电路，3为变频器电路，4为电机，5为电流检测装置，6为控制装置，7为清洗槽。
具体实施例方式
(实施例1)图1为本发明的第1实施例中的餐具清洗机的电机驱动装置方框图。
如图1中所示，来自交流电源1的交流电力加到整流电路2上，变换成直流电压，变频器电路3再将直流电压变换成3相交流电压来驱动电机4。在整流电路2中，全波整流电路20的直流输出端子之间串接有电容器21a、21b，电容器21a、21b的连接点与交流电源的一个输入端子相连接，构成直流倍压电路，从而提高施加到变频器电路3中的电压。变频器电路3的负电压一侧连接有电流检测装置5。通过检测在变频器电路3的3个相中的下臂中流过的电流，对变频器电路3的输出电流亦即电机4的各相电流进行检测。
控制装置6用于从电流检测装置5的输出信号计算出变频器电路3的输出电流，从而在电机4上施加上与设定转速相对应的规定频率的规定电压，对电机4进行旋转驱动。通过将输出电流控制成与电机负载相对应的输出电流相位或无功电流，可以驱动电机4以设定的同步速度进行旋转。
图2为变频器电路3的详细电路图，其中，6个晶体管和6个二极管构成了3相全波桥式变频器电路。为避免累述，这里只3个相臂中的1个相臂即U相臂30A进行描述。由绝缘栅双极晶体管(下面简称为IGBT)构成的上臂晶体管31a1与二极管32a1反向并联，构成一个并联电路；另外，由IGBT构成的下臂晶体管31a2和二极管32a2反向并联，也构成一个并联电路，这两个并联电路互相串联连接。上臂晶体管31a1的集电极端子与直流电源的正电位端子Lp相连接，上臂晶体管31a1的发射极端子与输出端子U相连接，下臂晶体管31a2的发射极端子经构成电流检测装置5的分流电阻50a与直流电源的负电位侧端子Ln相连接。
上臂栅极驱动电路33a1根据上臂驱动信号Up驱动上臂晶体管31a1，下臂栅极驱动电路33a2根据下臂驱动信号Un驱动下臂晶体管31a2，分别进行导通/截止切换控制。上臂栅极驱动电路33a1的内部设有根据微分信号进行置位/复位的RS触发器电路，在上臂驱动信号Up的上升沿使上臂晶体管31a1导通，在上臂驱动信号Up的下降沿使上臂晶体管31a1截止。下臂栅极驱动电路33a2中无需进行这样的操作，故内部没有设置RS触发器电路。
施加到IGBT上的栅极电压需要达到10～15V，当使下臂晶体管31a2导通时，15V直流电源从正端子B1经自举电阻34a、自举二极管35a对自举电容器36a进行充电，故依靠自举电容器36a中蓄积的能量能够使上臂晶体管31a1进行导通/截止切换。另外，在下臂的反向并联二极管32a2导通的场合下，也同样可以对自举电容器36a进行充电。
V相臂30B、W相臂30C也进行同样的连接，各臂中的下臂晶体管的发射极端子与构成电流检测装置5的分流电阻50b、50c相连接，分流电阻50b、50c的另一侧的端子与直流电源的负电位端子Ln相连接。当下臂晶体管由IGBT或大功率MOSFET构成时，由于通过控制栅极电压就能够实现切换控制，因此，与IGBT的发射极端子(大功率MOSFET的场合下为源极端子)连接的分流电阻的电阻值如果被选定为使其两端电压为1V以下时，对切换操作几乎不产生影响，通过电压控制就能够控制导通/截止之间的转换，并且具有通过检测分流电阻50a、50b、50c的电压veu、vev、vew就能够检测出变频器电路的输出电流亦即电机电流的特点。
图3中示出了变频器电路输出电流的检测时序图，其中，采用了三角波调制进行脉宽调制控制。为了减小切换噪声的影响，上、下臂IGBT的切换时机被互相错开；veu、vev、vew电压被进行高速A/D变换，然后由微电脑等电机控制处理器进行电流检测。
图3中，ck为三角波调制信号Vt的峰值亦即时间t3处产生的同步信号，vu为U相电压控制信号。通过将三角波调制信号Vt和U相电压控制信号vu进行比较，产生出U相上臂晶体管31a1的驱动信号Up和U相下臂晶体管31a2的驱动信号Un。其中，t1～t2的区间及t5～t6的区间为上、下臂晶体管均不导通的期间，故称为死区时间Δt。至于A/D变换的时机，既可以是上臂晶体管截止、下臂晶体管导通的时间t3，也可以在时间t3至时间t4的死区时间Δt范围内进行。
图4为本发明的控制装置的方框图，其中，通过微电脑或数字信号处理器等高速处理器实现无传感器正弦波驱动。
下面使用图5中的矢量图对其中的基本控制方法进行说明。图5为转子表面设有永久磁铁的表面永久磁铁电机(简称SPM电机)的d-q座标系矢量图，电机感应电压Vr与q轴同轴，感应电压Vr与感应电压常数kr和转速N亦即电机驱动频率f成正比。换句话说，电机感应电压Vr和频率f之间的比例(Vr/f)总是保持恒定。
将电机电流I控制成与q轴同轴时，进行的将是矢量控制，但这样q轴将检测不出来，故假设已经转动到角度γ。电机的电压方程式可以用下面的公式1来表示，当驱动频率f被固定时，d-q座标系中的电流矢量I将被固定，电机的施加电压矢量Vi也就被固定。反过来，电机施加电压矢量Vi被固定的话，电流矢量I也就被固定。另外，在变换到以电机施加电压Vi(基轴)为主轴的a-r轴座标时也一样，电流矢量I被固定时，电机感应电压矢量Vr也就被固定。换言之，如果预先知道了电机的常数(线圈电阻R、线圈电感L、电机感应电压常数kr)，通过将电流矢量I加以固定，就可以将感应电压Vr和电流I之间的相位控制成一定，从而可以将q轴电流Iq(亦即转矩电流)基本控制成一定，实现与矢量控制基本相同的控制。公式1Vi＝(R+jωL)I+Vr(其中，R为线圈电阻，ω为角频率，L为线圈电感)通过将无功电流Isinφ选定为适当的值，减小超前角γ，可以使电机电流I与转矩电流(q轴电流)Iq变得基本相同，提高工作效率。这样，电机的损耗可以减少，电机的温度上升可以减轻，电机也能实现小型化。
另外，在通常的操作过程中，通过如图5中所示的那样将电机电流I设定为γ超前角，即使因负载发生急剧变动、相位φ发生变化时，电机电流I与q轴之间的相位γ也不会发生迟延，不会出现转矩锐减、失去同步(即失步)等情况。特别是，在转速急剧下降、相位γ相对于q轴出现滞后且相位φ达到90度以上时，出现失步的可能性就很高。通过进行超前角控制，可以减少相位延迟的情况，从而可以提高旋转控制的稳定性能。
此外，通过进行超前角控制，可以实现弱化的励磁控制(d轴电流为负)，能够减小电机感应电压Vr和线圈线圈电压(jωLI)之和(即电压矢量Vo)，从而可以使转矩电流增加Iq，实现高速旋转。
如上所述，如果知道了电机常数(线圈电阻R、线圈电感L、电机感应电压常数kr)和与电机负载相对应的转矩电流Iq，通过控制变频器电流(电机电流)I相对于电机施加电压Vi的的绝对值和相位φ就可以对电机电流矢量进行控制。因此，在图5的矢量图中，从d-q座标基轴座标变换后的r轴电流Ir(＝Isinφ)或a轴电流Ia(＝Icosφ)被控制在规定值上。
图4中的驱动条件设定装置60根据电机驱动条件求出驱动转速、转矩电流和超前角γ，将设定信号fs、Irs和V/f送至转速设定装置61、无功电流设定装置62和V/f设定装置65中，以设定驱动频率f及无功电流Isinφ等条件。载波信号发生装置63产生用来进行PWM调制的三角波信号Vt和同步信号ck，载波频率(切换频率)被设定在15kHz以上的超声波频率上，以减少电机噪声。同步信号ck被送到各个运算模块中，各个运算与同步信号ck同步地进行运算操作。
转速设定装置61用来设定电机驱动频率f，并求出载波信号周期Tc的相位角Δθ，加到电角运算装置64中。驱动频率信号f被送到V/f设定装置65中。电角运算装置64与同步信号ck同步地求出相位θ，并将相位信号θ加到存贮有标准正弦表的存贮装置66、座标变换装置68、72及无功电流设定装置62中。
V/f设定装置65根据驱动频率f或负载转矩设定施加电压常数kvn，将其设定为与转速或负载转矩成正比的值。在水泵电机的场合下，由于负载转矩为转速的平方，因此，施加电压常数kvn要与驱动频率的平方成比例地增加。在下面将要叙述的采用单电机双水泵或者单电机单水泵的方式、正向旋转时进行清洗操作、反向旋转时进行排水操作的场合下，电机所需的转矩电流分别不同，因此在正转和反转时需要改变施加电压常数kvn的设定值。
存贮装置66中的存贮区域中存贮有进行与相位角相对应的三角函数运算所必须的标准正弦表，举个例子来说，存贮有从相位0到2π的从-1到+1的正弦值数据。
高速A/D变换装置67在数微秒之内在图3中的时序图中所示的三角波调制信号Vt的峰值处将电流检测装置5的输出信号veu、vev、vew进行A/D变换，变换成与变频器的输出电流相对应的数字信号Iu、Iv、Iw，并将各相电流的瞬时值加到3相→2相基轴变换装置68中。
3相→2相基轴变换装置68用于如图5中所示的那样将变频器电路输出电流的瞬时值进行3相→2相变换，向变频器电路输出电压轴亦即电机基轴(a-r轴)进行座标变换。上述的3相→2相基轴变换装置68使用公式2进行绝对变换，求出a轴成分Ia和r轴成分Ir。Ir相当于Isinφ，为从变频器输出(母线电压)观察时的无功电流成分。通过进行座标变换，不但可以从输出电流瞬时值求出瞬时的无功电流成分Ir，而且还可以下面的公式3中所示平方平均方法求出瞬时输出电流矢量绝对值Im。另外，由于通过公式4还可以在瞬间求出从变频器输出(母线电压)观察时的电流相位φ，因此，比起设置电流过零点检测装置来进行相位检测的方式来，响应性能得到极大的提高。
公式2IrIa=cosθsinθ-sinθcosθ×231-12-12032-32IuIvIw]]>=23cosθcos(θ-2π3)cos(θ-4π3)-sinθ-sin(θ-2π3)-sin(θ-4π3)IuIvIw]]>公式3Im=Ia2+Ir2]]>公式4φ＝tan-1(Ir/Ia)无功电流比较装置69把3相→2相基轴变换装置68的输出信号Ir和无功电流设定装置62的设定信号Irs进行比较，并输出其误差信号Δir；该误差信号Δir由误差信号放大运算装置70进行放大或积分后，形成施加电压常数改变信号kv；所述施加电压常数改变信号kv再被输出到控制电压比较设定装置71中。
控制电压比较设定装置71用于将V/f设定装置65的输出信号kvn和误差信号放大运算装置70的输出信号kv加以比较，形成变频器输出电压控制信号Va。该变频器输出电压控制信号Va被加到2相→3相基轴逆变换装置72中，对变频器输出电压进行控制，使无功电流成分Ir等于规定值。
2相→3相基轴逆变换装置72使用下面的公式5中所示的逆变换式来产生3相正弦波电压信号。由于变频器输出电压与a轴同相，且r轴成分的Vr′为零，因此只要计算出Va即可。2相→3相基轴逆变换装置72输出的3相电压vu、vv、vw被输出到PWM控制装置73中。
公式5VuVvVw=2310-1232-12-32cosθ-sinθsinθcosθVrVa]]>=23cosθ-sinθcos(θ-2π3)-sin(θ-2π3)cos(θ-4π3)-sin(θ-4π3)VrVa]]>图6为进行PWM控制中的各种波形的时序图。
Eu为从中性点观察到的电机感应电压波形，Iu为U相电流波形，比电机感应电压Eu稍微超前一点。另外，vu、vv、vw分别为U相、V相、W相的PWM控制输入信号，把2相→3相基轴逆变换装置72的输出信号与三角波调制信号Vt进行比较，生成PWM控制输出信号Up。信号vu和U相输出电压Vi的相位相同，而U相电流Iu的相位要比信号vu的相位φ延迟。
图7中的截面图概略示出了采用了单电机单水泵方式的餐具清洗机的构造。其中，自来水通过进水阀8加到清洗槽7中，用来进行清洗的水9存贮在清洗槽7中。在清洗槽7的下部设有轴向垂直的扁平状直流无刷电机4，电机4的下方设有泵壳10，通过使叶轮11正向旋转，施加上从轴向指向离心方向的压力。因此，当叶轮11正向旋转时，从设有喷射口12a的喷射翼12b将向餐具(图中未示出)喷射出清洗水，进行清洗。另外，当叶轮11发生正向旋转时，泵壳10的内部压力将变高；当设在泵壳10侧面上的排水阀13关闭时，水流方向将朝向喷射翼12b一侧。另一方面，当使叶轮11反向旋转时，压力将从叶轮11的侧面加到垂直方向上，此时打开排水阀13的话，垂直方向上的水流将流向排水管14，因此，只用一个电机和一个水泵就既能进行清洗又能实现排水。当然，也可以设置分别用于清洗和用于排水的叶轮和泵壳，即采用单电机双水泵方式，正转时进行清洗，反转时进行排水操作。但是，这样一来，泵的高度将增高，产生清洗槽7的下部容积无法减小的问题。
采用本发明的话，可以省去直流无刷电机中的位置传感器，从而可以使扁平构造的电机做得更薄，与单电机单水泵的方式进行组合后，可以减小清洗槽的下部容积，加大清洗槽中可用来放置餐具的容积。此外，由于直流无刷电机4具有在电机输出一定的情况下转速越高电机就越能实现小型化的特点，通过提高叶轮的转速还可以使水泵和电机的体积实现小型化。
(实施例2)图8是表示本发明的餐具清洗机的电机驱动装置中进行的操作的电机控制程序流程图。
电机驱动程序从步骤100开始，在步骤101进行驱动频率、V/f及无功电流等各种设定。接下来，进到步骤102，进行是否进行起动的判定；如果是起动操作的话，则进到步骤103，执行起动控制子程序。
起动控制子程序103如图11中所示，使驱动频率f从零直线上升到设定频率fs，并根据驱动频率f改变V/f控制和无功电流设定值Irs。在负载为水泵的场合下，由于转矩以转速的平方发生变化，通过严格地按照转速求出相应的转矩电流Iq，计算出Isinφ，再根据控制表进行起动控制，可以实现稳定的起动。
接下来，进到步骤104，判定有无载波信号中断。如有载波信号中断，则执行步骤105的载波信号中断子程序和步骤106的转速控制子程序。
图9为载波信号中断子程序的详细过程。该程序从步骤200开始，在步骤201中判断载波同步信号ck的计数值k是否为电机驱动频率f的1个周期内的载波数量kc；如果两者相等，则进到步骤202，使载波计数值k清零。电机驱动频率f在1个周期内的载波数kc在设定驱动频率时预先求出。
举例来说，当8极电机的转速为4040rpm时，驱动频率f为269.3Hz，周期T为3.712ms；当载波周期Tc为64μs(载波频率为15.6kHz)的场合下，脉冲数量kc为58。如果设驱动频率f的1个周期为2π的话，1个载波周期Tc的相位Δθ则为Δθ＝2π/kc。
在步骤203中使载波同步信号的计数值+1后，进到步骤204，从载波数k和1个载波周期Tc内的相位Δθ计算出电角θ。接下来，进到步骤205，检测来自电流检测装置5的信号，从而检测出变频器的输出电流Iu、Iv和Iw。接下来，进到步骤206根据上面的公式2进行3相→2相的基轴座标变换，求出无功电流Ir和有效电流Ia；然后进到步骤207，将Ir、Ia存储起来。
接下来，进至步骤208，通过公式3求出电机电流的矢量绝对值Im；然后，进到步骤209，判断计算值Im是否超过了过电流设定值Imax。
如果计算值Im超过了过电流设定值Imax，则进到步骤210，停止驱动变频器电路3中的大功率半导体器件，从而停止电机驱动；然后，进到步骤211，建立起[过电流异常]标志。
如果计算值Im没有超过过电流设定值Imax，则进到步骤212，从转速控制子程序调用变频器输出控制信号Va；接下来，进到步骤213，根据公式5进行2相→3相基轴座标逆变换，求出变频器中的各相控制信号vu、vv、vw；然后，进到步骤214，进行PWM控制。最后，进到步骤215，实行返回。
图10为转速控制子程序，这一转速控制子程序不必对于每个载波信号都执行，可以比方说每2个载波信号实行一次。当载波频率与超声波频率相等时，载波周期内的程序处理时间将成为问题。如果必须对每个载波都实行相位计算、电流检测计算、PWM控制等处理的话，则可以将座标变换及图10中所示的不必对每个载波都实行的处理分出来，再将这些没有必要对每个载波都实行的处理分割成多个批次后进行处理，来实行除电机控制之外的餐具清洗机的操作过程程序。
图10中的转速控制子程序从步骤300开始，在步骤301中调出驱动频率设定值fs，然后进到步骤302，调出与频率设定值fs相对应的无功电流设定值Irs，进到步骤303调出通过3相→2相基轴座标变换求出的无功电流Ir，再进到步骤304调出施加电压常数设定值V/f。接下来，在步骤305将Irs和Ir进行比较，从误差信号Δir计算出施加电压常数kv，然后进至步骤306，从施加电压常数设定值V/f和步骤305中求出的施加电压常数kv计算出运算基轴施加电压信号Va。最后，进到步骤307将Va进行存储，进到步骤308实现返回。
再次回到图8中的电机驱动程序。在步骤107中判断是否进行排水泵驱动；如果需要驱动排水泵，则进到步骤108，检测电机电流Im；然后对电机电流Im是否小于设定值Ima进行判断。如果小于设定值Ima，则进到步骤110，建立起吸入空气检测标志；然后进到步骤111停止对电机进行驱动。最后，进到步骤112执行返回操作。
图12中示出了根据泵驱动转速来设定V/f、Isinφ和吸入空气检测电流电平Ima的情况。如图13中所示，水泵中吸入空气时，电机负载将减轻，转矩电流Iq1将减少，故电机施加电压Vi1将减小，而无功电流Ir保持一定。因此，相位φ1将增大，相对于施加电压相位q轴大幅度超前，使得I1的有效电流将减少。
在排水泵被驱动之时，当随着排水操作的进行清洗槽内的清洗水被排完时，排水泵将吸入空气，排水操作的噪声将会增大。因此，当检测有空气吸入时，立即使电机停止驱动；在停止一段时间后再次起动排水操作。这样的操作要重复多次。
在清洗操作的进行过程中检测到有空气吸入时，通过降低电机的驱动转速，可以减少空气的吸入量。另外，由于降低转速时清洗性能也可能下降，因此，可以保持转速不变，而是进行补充进水，增加清洗水量，也可以降低吸入的空气量。或者，也可以同时采取上述两种措施。
另外，从电机电流Im和根据公式4求出的相位φ可以更明确地检测空气吸入的情况，因此，也可以同时从这两种数据来对是否吸入了空气进行检测、判断。
另外，吸入空气后电机的负载将减轻，施加到电机上的电压(变频器的输出电压)也随之减小，但是，电机电流减少后无功电流也将减小，因此接着又发生增大无功电流的操作。这样，电流的包络线将发生很大的振动，有可能造成电流的振幅值变大，或者造成电流的振幅值变反而变小。因此，在电流振幅减少的场合下进行检测的话可以提高检测精度。
此外，利用检测电流或电压振动的装置来求出包络线的最大值和最小值之间的差值的话，能够对是否吸入了空气进行检测。
如上所述，本发明的餐具清洗机中的电机驱动装置通过低成本的电流检测装置来检测变频器电路电流，对直流无刷电机进行无传感器正弦波驱动，因此可以省去位置传感器，且可以提高操作效率，使电机实现小型化、薄型化、低振动、低成本，并且还可以提高可靠性。
此外，与载波周期上同步、且与大功率晶体管的切换时机不重叠地进行电流检测的话，可以减小切换噪声的影响。另外，采用3个分流电阻的话，即使载波频率处于超声波频率中，也能毫无问题地进行检测。
此外，由于与载波周期同步地进行至变频器输出电压基轴的座标变换，电流矢量绝对值、电流相位或无功电流瞬时就能够检测出来。因此，即使水泵电机中吸入空气、负载发生急剧变化，也可以实现高速响应，不会出现失步现象。
另外，由于本发明很容易对瞬时电流进行检测，因此，通过电机负载变动引起的电机电流变化就很容易对是否吸入了空气进行检测。
另外，上面虽然以SPM电机为对象进行了说明，但是，对于永久磁铁设置在转子铁心内部的IPM电机来说，本发明也可以起到同样的效果。
另外，上面主要对将无功电流Isinφ控制成一定进行了说明，但是，将有效电流Icosφ及相位φ控制成一定的话也可以达到基本相同的效果。
综上所述，在本发明的餐具清洗机的电机驱动装置中，交流电力通过整流电路变换成直流电力，电机由变频器电路加以驱动，变频器电路的输出电流通过电流检测装置来进行检测；另外，为了达到设定转速，对变频器电路进行脉宽调制控制，从而将变频器电路的输出电压、电流相位或无功电流控制成规定值，因此，对电机可以实现高效率的、无传感器正弦波驱动。本发明能够适用于驱动餐具清洗干干燥机的干燥风扇电机、洗衣干衣机的干衣风扇电机及浴室水泵电机等场合下。
权利要求
1.一种餐具清洗机的电机驱动装置，其特征在于包括交流电源；将所述交流电源的交流电力变换成直流电力的整流电路；将所述整流电路的直流电力变换成交流电力的变频器电路；由所述变频器电路加以驱动、并用来驱动清洗泵或排水泵的电机；检测所述变频器电路的输出电流的电流检测装置；和通过所述电流检测装置的输出信号对所述变频器电路进行脉宽调制控制、控制所述电机达到设定转速的控制装置，其中，所述变频器电路的输出电压和输出电流的相位或者无功电流被控制成规定值。
2.如权利要求1中的餐具清洗机的电机驱动装置，其特征在于所述变频器电路包括6个晶体管和6个二极管，构成3相全波桥式变频器电路，所述电流检测装置包括与所述3相全波桥式变频器电路的下臂晶体管的负电位端分别连接的多个分流电阻，通过对所述分流电阻中流过的电流进行检测，来检测出所述变频器电路的输出电流。
3.如权利要求1中的餐具清洗机的电机驱动装置，其特征在于所述电机为扁平状的、无位置传感器的直流无刷电机。
4.如权利要求1中的餐具清洗机的电机驱动装置，其特征在于通过将所述变频器电路的输出电压和输出电流的相位、或者无功电流控制成规定值，将所述变频器电路的输出电流和所述电机的感应电压的相位控制成基本相同的相位。
5.如权利要求1中的餐具清洗机的电机驱动装置，其特征在于通过将所述变频器电路的输出电压和输出电流的相位、或者无功电流控制成规定值，将所述变频器电路的输出电流相位控制成相对于所述电机的感应电压具有一个超前角。
6.如权利要求1中的餐具清洗机的电机驱动装置，其特征在于所述电流检测装置与对变频器电路进行脉宽调制控制的切换周期同步地检测所述变频器电路的输出电流，通过将所述电流检测装置检测到的电流值、和与切换周期同步地运算/设定好的输出电流值进行比较，将所述变频器电路的输出电压和输出电流的相位、或者无功电流的瞬时值控制成规定值。
7.如权利要求1中的餐具清洗机的电机驱动装置，其特征在于所述电机被控制成进行正转及反转时，分别实现清洗操作和排水操作；在所述的泵被驱动时，将所述电机控制成设定转速，当变频器电路输出电流处于规定值以下时，则判定所述泵吸入了空气。
全文摘要
本发明对水泵电机进行无传感器、正弦波驱动，并使之实现小型化、呈扁平结构。本发明中，通过整流电路(2)将交流电力(1)变换成直流电力，通过变频器电路(3)驱动泵电机(4)，通过电流检测装置(5)检测变频器电路(3)的输出电流，并将无功电流控制成设定转速中的规定值。
文档编号H02P6/08GK1627625SQ200410100668
公开日2005年6月15日 申请日期2004年12月7日 优先权日2003年12月11日
发明者木内光幸, 铃木将大, 中田秀树, 吉冈包晴 申请人:松下电器产业株式会社