专利名称：无传感器电动机驱动装置及其方法
技术领域：
本发明涉及一种通过不使用霍尔传感器检测转子位置关系，根据该检测结果控制到各相的通电顺序而使电动机按照一定的方向旋转来驱动的无传感器(センサレス)电动机驱动装置。
背景技术：
现有的一般的三相无传感器电动机驱动装置的方框图如图8所示。在该图中示出的三相无传感器电动机驱动装置由Tr801～811的功率晶体管、电源电压Vm、电动机819、比较器821a～821c、位置检测电路823和图中没有示出的输出晶体管控制电路构成。
在图8中，U相～W相驱动端子连接到比较器821a～821c的非反向输入端，电动机819的中点端连接到比较器821a～821c的反向输入端。比较器821a～821c的输出端连接到位置检测电路823，并输出表示U相～W相线圈中产生的感应电压和中点电压的大小关系的二进制信号。
位置检测电路823根据由比较器821a～821c输出的二进制信号决定使6个晶体管Tr801～811中的哪一个导通，并输出应赋予晶体管Tr801～811的栅极的逻辑信号。根据该结构，由于从比较器821a～821c输出的二进制信号表示转子的位置，可以根据转子的位置通过合适的定时切换通电的相，并可使转子圆滑地旋转。
如此，提出了一般的三相无传感器电动机驱动装置，根据随着转子的旋转在各相线圈中产生的感应电压检测转子的位置，通过根据该检测结果切换通电的相而驱动电动机的无传感器驱动方式。
但是，对于该无传感器驱动方式，由于在转子停止的状态下在各相线圈中不产生感应电压，不能检测出转子的位置，所以只能单独地施加驱动信号，因此存在电动机反向旋转的危险。
作为本发明的现有技术是在专利文献1中记载的发明。该发明，在起动时通过在供给励磁电流的步进步骤之前将比电动机的固有振动数的频率高的励磁电流供给定子线圈，来减少电动机起动时的轴损。
特开平06-141588号公报但是，即使使用专利文献1中记载的发明也难以防止电动机的反向旋转。
发明内容
因此，本发明的目的在于提供一种可以防止电动机的反向旋转的无传感器电动机驱动装置及其驱动方法。
为了解决上述问题，本申请第1发明的无传感器电动机驱动装置，其特征在于，包括以间隔T产生定时信号的定时产生电路；接收所述定时信号，以脉冲间隔T产生脉冲信号的驱动信号产生电路，该脉冲信号为所述转子的状态数L与大于或等于1的整数(m)相乘的积再加上特定的数k得到的数M(＝m×L+k)；以及使与所述脉冲信号同步并切换所述驱动电流的换流模式的振幅控制电路；所述振幅控制电路，在给电动机施加转矩的状态下，与所述脉冲信号同步并切换所述换流模式，从而使所述换流模式从规定的相超前M相，在没有给电动机施加转矩的状态下，与所述脉冲信号同步并切换所述换流模式，从而使所述换流模式超前N相，在给电动机施加转矩的状态下，与脉冲间隔nT的脉冲信号同步并切换所述换流模式。
在上述无传感器电动机驱动装置中，优选状态数L＝6，特定的数k＝2或3，N相＝0以上的整数+2或3，脉冲间隔nT＝16T。
为了解决上述的问题，本申请的第2发明的无传感器电动机驱动方法，其特征在于，首先，在最初形成给电动机施加转矩的状态，以脉冲间隔T产生脉冲信号，该脉冲信号为转子的状态数L与大于或等于1的整数(m)相乘的积再加上特定的数k得到的数M(＝m×L+k)；其次，使与所述脉冲信号同步并切换所述换流模式，从而使所述换流模式从规定的相超前M相，其次，形成给电动机没有施加转矩的状态，与所述脉冲信号同步并切换所述换流模式，使所述换流模式超前N相，再一次，形成给所述电动机施加转矩的状态，与脉冲间隔nT的脉冲信号同步并切换所述换流模式。
在上述的无传感器电动机驱动方法中，优选状态数L＝6，特定的数k＝2或3，N相＝0以上的整数×L+2或3，脉冲间隔nT＝16T。
图1是本发明的实施方式的无传感器电动机驱动装置的方框图。
图2是本发明的实施方式的无传感器电动机驱动部的方框图。
图3是表示本发明的实施方式的信号和电压波形的时序图。
图4是表示本发明的实施方式的转子和定子位置关系的图。
图5是表示本发明的实施方式的信号和电压波形的时序图。
图6是表示本发明的实施方式的信号和电压波形的时序图。
图7是表示本发明的实施方式的信号和电压波形的时序图。
图8是现有的一般的无传感器电动机驱动装置的方框图。
具体实施例方式
图1是本发明的实施方式的无传感器电动机驱动装置的方框图，图2是本发明的实施方式的无传感器电动机驱动部111的方框图，图3是表示本发明的实施方式的输出信号和驱动电压等波形的时序图，图4是表示本发明的实施方式的转子和定子位置关系的图，图5至图7是表示本发明的实施方式的驱动信号和驱动电压等波形的时序图。下面将参照附图对本发明的实施方式进行详细说明。
(1)无传感器电动机驱动装置的构成参考图1，说明本发明的实施方式的无传感器电动机驱动装置。如图中所示的三相无传感器电动机驱动装置由比较器101a～101c，时序电路/闩锁电路103，AND电路105，矩阵电路107，振幅控制电路109，电动机驱动部111，屏蔽(マスク)电路113，定时产生电路115，驱动信号产生电路117，伺服电路119，误差放大器121，电流检测放大器123构成。
在图1中，电动机驱动部111的中点端子CT连接到比较器101a～101c的反向输入端，U相～W相驱动端子连接到比较器101a～101c的非反相输入端。比较器101a～101c的输出端连接到时序电路/闩锁电路103，并输出表示U相～W相的感应电压和中点电压的大小关系的二进制信号(COMPU，COMPV，COMPW；使用图5在后面详细说明)。
时序电路/闩锁电路103从比较器101a～101c的输出信号(COMPU，COMPV，COMPW)中除去噪音，并产生边缘信号(BEMF EDGE；使用图3，5，7在后面详细说明)。
根据从屏蔽电路113送出的噪音屏蔽信号进行噪音的除去。此外，该噪音是由于功率晶体管(图2的Tr201～211)的ON/OFF切换时产生的各相线圈的感应电压而生成的。
将由时序电路/闩锁电路103产生的边缘信号(BEMF EDGE)输出给AND电路105。AND电路105将该边缘信号和与后述的驱动信号(SYNC；使用图3，6，7在后面详细说明)的合成边缘(FG；使用图3在后面详细说明)输出给矩阵电路107和伺服电路119。伺服电路119的输出端连接到误差放大器121的非反向输入端，误差放大器121的反向输入端接地。
误差放大器121的输入端连接到电流检测放大器123的非反向输入端，电流检测放大器123的反向输入端连接到电阻125。电阻125的另一端接地。
还有，电流检测放大器123的输出端连接到振幅控制电路109，振幅控制电路109根据来自电流检测放大器123的输出信号，与控制电动机111的功率晶体管(图2的Tr201～211)的栅极电压一样，进行负载电流控制。
图中没有示出的基准时钟产生电路将基准时钟信号(CLK)送到屏蔽电路113和定时产生电路115，屏蔽电路113与基准时钟信号(CLK)同步，并将噪音屏蔽信号输送到时序电路/闩锁电路103。另一方面，定时产生电路115求出基准时钟信号(CLK)的周期，并将规定的定时信号(间隔T，16T，32T；使用图3在后面详说明)输出到驱动信号产生电路117。
驱动信号产生电路117产生与上述定时信号匹配的驱动信号(SYNC)并输出到AND电路105。还有，驱动信号产生电路117根据后述的定时，将触发ON/OFF信号(T_ON/T_OFF；使用图3，6，7在后面详细说明)发送到放大器121。
(2)电动机驱动部111的构成在图2(a)中表示出无传感器电动机驱动装置(图1)的电动机驱动部111。如该图所示，电动机驱动部111利用由功率晶体管Tr201～211构成的电流供给装置，通过根据驱动信号导通/截止控制Tr201～211，从各相驱动端子229u～229w输出U相～W相驱动电流。通过将驱动电流供给各相而驱动电动机219。
图2(b)是电动机219的总图。电动机219由转子(转动体)221、定子(励磁铁芯)223u～w，各相线圈225构成。定子由U相定子223u，V相定子223V，W相定子223w构成。227指定子的中点，用于根据在各相线圈产生的感应电压来进行转子221的位置检测。
(3)期间301～期间302的信号和电压波形图3表示的是“电动机219同步驱动期间301”和“感应驱动期间302”的信号和电压波形的时序图。
图3的第一级是用于转子221的起动控制的信号。高电平对应停止指示，低电平对应启动指示。
图3的第二级表示以间隔T由定时产生电路115输出的定时信号的波形，第三级表示以间隔16T由定时产生电路115输出的定时信号的波形，第四级表示以间隔32T由定时产生电路115输出的定时信号的波形。
还有，图3的第五级表示由驱动信号产生电路117输出的驱动信号(SYNC)的波形。
还有，图3的第六级表示U相线圈的驱动电压(U)的波形，第七级表示V相线圈的驱动电压(V)的波形，第八级表示W相线圈的驱动电压(W)的波形。
还有，图3的第九级表示在U相驱动端子流动的驱动电流波形，第十级表示边缘信号(BEMF EDGE)的波形。
而且，图3的第十一级表示由驱动信号产生电路117输出的T_ON/T_OFF信号的波形，第十二级表示合成边缘信号(FG)信号的波形。
下面，将使用图4至图7对期间301和302的动作进行详细说明。
(4)电动机219感应驱动期间302的动作说明图4是表示电动机219的定子223和转子221的位置关系的图。另一方面，图5是表示电动机219感应驱动期间(图3的期间302)的“来自比较器的输出信号”，“各相线圈的驱动电压”，“边缘信号(BEMF EDGE)的波形的时序图。
图5的第一级表示来自比较器101a的输出信号(COMPU)的波形，第二级表示来自比较器101b的输出信号(COMPV)的波形，第三级表示来自比较器101c的输出信号(COMPW)的波形。
还有，图5的第四级表示U相线圈的驱动电压(U)的波形，第五级表示V相线圈的驱动电压(V)的波形，第六级表示W相线圈的驱动电压(W)的波形。而且，图5的第七级表示边缘信号(BEMF EDGE)的波形。下面，将参照图5，对各个时间点的波形变化和电动机驱动部111的动作进行说明。
(4-1)时间点t01的动作说明在图5的时间点t01，将Tr201和Tr207导通，使之与边缘信号(BEMFEDGE)同步并将U相驱动端子229u和电源端子Vm短路，将V相驱动端子229v与GND短路。其结果，驱动电流从U相驱动端子229u流到V相驱动端子229v(图4的箭头410b)。
此时，W相线圈不与电源端子Vm和GND短路，处于与电动机驱动部111断开的状态。此时，从W相线圈产生感应电压。产生的感应电压被用于转子221的位置检测，这将在后面描述。
图4的状态401表示时间点t01中定子223与转子221的位置关系。对于状态401，U相定子223u的极性为S极，V相定子223v的极性为N极。此时，转子221的极性和定子223u～w的极性作用力成为停止在吸引力和排斥力平衡位置的状态。
由状态401还得知，此时，处于为电位的浮动状态的W相驱动端子229w在转子221和S极和N极的正中位置。并且，转子221即使在由该位置稍微向反时针方向旋转时，由于W相定子223w受到转子221的N极的磁束的影响比受到S极磁极的影响更强，因此成为S极。相反地，即使在稍微向顺时针方向旋转时，由于W相定子223w受到S极磁束的影响比受N极的磁束的影响更强，因此成为N极。
这里，图4的箭头410a表示转子221的旋转方向。由此，表明“时间点t01＝W相定子223w的极性从S极成为N极的时间点”。
还有，由于状态401处于状态406(W相驱动端子229w处于与电源端子Vm短路的状态)和状态402(W相驱动端子229w处于与GND短路的状态)的中间位置，表明“时间点t01＝中点电压和W相的感应电压之差为从正变负的时刻”。一般称该变化点为驱动端子和中点电压的零交叉点。
为了检测出该零交叉点使用比较器101c。即，将中点电压和W相线圈的感应电压输入到比较器101c的输入端子，并从其输出端输出表示两者大小关系的二进制信号(COMPW)。时序电路/闩锁电路103如果检测出COMPW从正变为负的零交叉点501，则判断定子223和转子221的位置关系处于状态401。
(4-2)时间点t02的动作说明如前所述，由于从COMPW的零交叉点检测出定子223与转子221的位置关系处于状态401，所以切换驱动电流的换流模式，使得在在时间点t02在为状态402下励磁。
在时间点t02，将Tr201和Tr211导通，使之与边缘信号(BEMF EDGE)同步，将U相驱动端子229u和电源端子Vm短路，将W相驱动端子229w与GND短路。
此时，v相线圈不与电源端子Vm和GND短路，成为与电动机驱动部111断开状态。并且，由V相线圈产生感应电压。产生的感应电压用于转子221的位置检测，这将在下面描述。
图4的状态402，表示出在时间点t02中定子223和转子221的位置关系。
在状态402，U相定子223u成为S极，W相定子223w成为N极。并且，可知“时间点t02＝V相定子223v的极性从N极成为S极的时刻”，“时间点t02＝中点电压和V相感应电压之差从负变为正的时刻”。
中点电压和V相线圈的感应电压被输入到比较器101b的输入端子，并从其输出端子输出表示两者的大小关系的二进制信号(COMPV)。时序电路/闩锁电路103如果检测出COMPW从负变为正的零交叉点502，则判断定子223和转子221的位置关系处于状态402。
(4-3)时间点t03的动作说明如前所述，由于从COMPV的零交叉点检测出的定子223与转子221的位置关系处于状态402，所以切换驱动电流的换流模式，使得在时间点t03在状态403的状态中励磁。
在时间点t03，Tr205和Tr211导通，使边缘信号(BEMF EDGE)同步，将V相驱动端子229v和电源端子Vm短路，将W相驱动端子229v和GND短路。
此时，U相线圈不与电源端子Vm和GND短路，成为与电动机驱动部111断开状态。并且，由U相线圈产生感应电压。产生的感应电压用于转子221的位置检测，这将在下面描述。
图4的状态403，表示出在时间点t03中定子223和转子221的位置关系。
在状态403，W相定子223w成为N极，V相定子223v成为S极。并且，可知“时间点t03＝U相定子223u的极性从S极成为N极的时刻”，“时间点t03＝中点电压和U相感应电压之差从正变为负的时刻”。
中点电压和U相线圈的感应电压被输入到比较器101a的输入端子，并从其输出端子输出表示两者的大小关系的二进制信号(COMPU)。时序电路/闩锁电路103如果检测出COMPU从正变为负的零交叉点503，则判断定子223和转子221的位置关系处于状态403。
(4-4)时间点t04的动作说明如前所述，由于从COMPU的零交叉点检测出定子223与转子221的位置关系处于状态403，则切换驱动电流的换流模式，使得在时间点t04在状态404中励磁。
在时间点t04，将Tr205和Tr203导通，使之与边缘信号(BEMF EDGE)同步，将V相驱动端子229v和电源端子Vm短路，将U相驱动端子229u与GND短路。
此时，W相线圈不与电源端子Vm和GND短路，成为与电动机驱动部111断开状态。并且，由W相线圈产生感应电压。产生的感应电压用于转子221的位置检测，这将在下面描述。
图4的状态404，表示出在时间点t04中定子223和转子221的位置关系。
在状态404，V相定子223v成为S极，U相定子223u成为N极。并且，可知“时间点t04＝W相定子223w的极性从N极成为S极的时刻”，“时间点t04＝中点电压和W相感应电压之差从负变为正的时刻”。
中点电压和W相线圈的感应电压被输入到比较器101c的输入端子，并从其输出端子输出表示两者的大小关系的二进制信号(COMPW)。时序电路/闩锁电路103如果检测出COMPW从负变为正的零交叉点504，则判断定子223和转子221的位置关系处于在状态404。
(4-5)时间点t05的动作说明如前所述，由于从COMPW的零交叉点检测出定子223与转子221的位置关系处于状态404，所以切换驱动电流的换流模式，以便在时间点t05在状态405的状态中励磁。
在时间点t05，将Tr209和Tr203导通，使之与边缘信号(BEMF EDGE)同步，将W相驱动端子229w和电源端子Vm短路，将U相驱动端子229u与GND短路。
此时，V相线圈不与电源端子Vm和GND短路，成为与电动机驱动部111断开状态。并且，由V相线圈产生感应电压。产生的感应电压用于转子221的位置检测，这将在下面描述。
图4的状态405，表示出在时间点t05中定子223和转子221的位置关系。
在状态405，W相定子223w成为S极，U相电压223u成为N极。并且，可知“时间点t05＝V相定子223v的极性从S极成为N极的时刻”，“时间点t05＝中点电压和V相感应电压之差从正变为负的时刻”。
中点电压和V相线圈的感应电压被输入到比较器101b的输入端子，并从其输出端子输出表示两者的大小关系的二进制信号(COMPV)。时序电路/闩锁电路103如果检测出COMPV从正变为负的零交叉点505，则判断定子223和转子221的位置关系处于状态405。
(4-6)时间点t06的动作说明如前所述，由于从COMPV的零交叉点检测出处于状态405的定子223与转子221的位置关系，所以切换驱动电流的换流模式，使得在时间点t06在状态406的状态下励磁。
在时间点t06，将Tr209和Tr207导通，使边缘信号(BEMF EDGE)同步，将W相驱动端子229w和电源端子Vm短路，将V相驱动端子229v与GND短路。
此时，U相线圈不与电源端子Vm和GND短路，成为与电动机驱动部111断开状态。并且，由U相线圈产生感应电压。产生的感应电压用于转子221的位置检测，这将在下面描述。
图4的状态406，表示出在时间点t06中定子223和转子221的位置关系。
在状态406，W相定子223w成为S极，V相定子223v成为N极。并且，可知“时间点t06＝U相定子223u的极性从N极成为S极的时刻”，“时间点t06＝中点电压和U相感应电压之差从负变为正的时刻”。
中点电压和U相线圈的感应电压被输入到比较器101a的输入端子，并从其输出端子输出表示两者的大小关系的二进制信号(COMPU)。时序电路/闩锁电路103如果检测出COMPU从负变为正的零交叉点506，则判断定子223和转子221的位置关系处于状态406。
感应驱动期间302反复进行上述时间点t01～时间点t06的动作。
(5)电动机219同步驱动期间301的动作说明其次，参照图6及图7对本发明的实施方式的无传感器电动机驱动装置的电动机219同步驱动期间301的动作进行说明。
期间301由第一步骤～第三步骤构成。下面，首先参照图6说明第一步骤和第二步骤的动作程序，其次参照图7说明第三步骤的动作程序。
如上所述，电动机219感应驱动期间302根据在各相线圈中产生的感应电压检测出转子221的位置，并根据该检测结果通过切换换流模式而进行电动机驱动。
另一方面，在转子221停止的状态下，在各相线圈中没有出现感应电压，不能检测出转子221的位置。由此，现有的无传感器电动机驱动装置与转子221的位置无关，以特定的时序将用于对各相线圈励磁的驱动信号供给电动机驱动部111。
但是，例如，为了电动机219处于图4的状态402的状态、在向状态401的状态供给了励磁的驱动信号的情况等下，有时产生反方向的转矩。还有，由于驱动信号的频率将低，为了产生向下一个正运行方向的驱动信号需要时间，有时电动机219向反方向旋转。
因此，本发明实施方式的无传感器电动机驱动装置，首先以转子221不能旋转的高频率切换换流模式(第一步骤)，其后，在使规定时间转矩信号关闭状态下切换换流模式(第二步骤)，其后，在使转矩信号打开状态下切换到向正运行方向的换流模式(第三步骤)，由此，避免电动机219反方向旋转。下面，将详细说明。
(5-1)第一步骤图6的第一级，示出了从驱动信号产生电路117输出到放大器121的T_ON/OFF信号的波形。如该图所示，在第一步骤发送T_ON信号，成为将转矩施加给电动机219的状态。
图6的第二级，示出了从驱动信号产生电路117发送的驱动信号(SYNC)的波形。如该图所示，对于第一步骤，以脉冲间隔T(本实施方式为2～4微秒)产生8个驱动信号。根据由定时产生电路115发送的定时信号决定脉冲间隔T的。这里，在间隔T采用“即使施加转矩转子221也不会反向旋转这种程度的值”。因此，间隔T根据转子221的重量等，适当地改变该值。
驱动信号数M(本实施方式为8)是电动机219的状态数L(本实施方式为6)与大于或等于1的整数m(本实施方式为1)相乘的积，再加上规定的数k(本实施方式为2)得到的数。
图6的第三级表示U相线圈的驱动电压(U)的波形，第四级表示V相线圈的驱动电压(V)的波形，第5级表示W相线圈的驱动电压(W)的波形。
下面说明第一步骤(时间点t11～t18)的换流模式和各相的驱动电压波形。
(5-1-1)时间点t11的说明时间点t11的换流模式是设定子223和转子221的位置关系处于图4的状态401下。
即，将Tr201和Tr207导通，使之与驱动信号(SYNC)同步，将U相驱动端229u和电源端子Vm短路，将V相驱动端229v和GND短路。
如图6所示，U相线圈的驱动电压波形表示为中点电压Vct+振幅Vd，V相线圈的驱动电压波形表示为从中点电压Vct-振幅Vd上升到中点电压Vct，W相线圈的驱动电压波形表示为从中点电压Vct下降到中点电压Vct-振幅Vd。
(5-1-2)时间点t12的说明时间点t12的换流模式是设定子223和转子221的位置关系处于图4的状态402下。
即，将Tr201和Tr211导通，使之与驱动信号(SYNC)同步，将U相驱动端229u和电源端子Vm短路，将W相驱动端229w和GND短路。
如图6所示，U相线圈的驱动电压波形表示为从中点电压Vct+振幅Vd下降到中点电压Vct，V相线圈的驱动电压波形表示为从中点电压Vct上升到中点电压Vct+振幅Vd，W相线圈的驱动电压波形表示为中点电压Vct-振幅Vd。
(5-1-3)时间点t13的说明时间点t13的换流模式是设定子223和转子221的位置关系处于图4的状态403。
即，将Tr205和Tr211导通，使之与驱动信号(SYNC)同步，将V相驱动端229v和电源端子Vm短路，将W相驱动端229w和GND短路。
如图6所示，U相线圈的驱动电压波形表示为从中点电压Vct下降到中点电压Vct-振幅Vd，V相线圈的驱动电压波形表示为中点电压Vct+振幅Vd，W相线圈的驱动电压波形表示为从中点电压Vct-振幅Vd上升到中点电压Vct。
(5-1-4)时间点t14的说明时间点t14的换流模式是设定子223和转子221的位置关系处于图4的状态404。
即，将Tr205和Tr203导通，使之与驱动信号(SYNC)同步，将V相驱动端229v和电源端子Vm短路，将U相驱动端229u和GND短路。
如图6所示，U相线圈的驱动电压波形表示为中点电压Vct-振幅Vd，V相线圈的驱动电压波形表示为从中点电压Vct+振幅Vd下降到中点电压Vct，W相线圈的驱动电压波形表示为从中点电压Vct上升到中点电压Vct+振幅Vd。
(5-1-5)时间点t15的说明时间点t15的换流模式是设定子223和转子221的位置关系处于图4的状态405。
即，将Tr209和Tr203导通，使之与驱动信号(SYNC)同步，将W相驱动端229w和电源端子Vm短路，将U相驱动端229u和GND短路。
如图6所示，U相线圈的驱动电压波形表示为从中点电压Vct-振幅Vd上升到中点电压Vct，V相线圈的驱动电压波形表示为从中点电压Vct下降到中点电压Vct-振幅Vd，W相线圈的驱动电压波形表示为中点电压Vct+振幅Vd。
(5-1-6)时间点t16的说明时间点t16的换流模式是设定子223和转子221的位置关系处于图4的状态406。
即，将Tr209和Tr207导通，使之与驱动信号(SYNC)同步，将W相驱动端229w和电源端子Vm短路，将V相驱动端229v和GND短路。
如图6所示，U相线圈的驱动电压波形表示为从中点电压Vct上升到中点电压Vct+振幅Vd，V相线圈的驱动电压波形表示为中点电压Vct-振幅Vd，W相线圈的驱动电压波形表示为从中点电压Vct+振幅Vd下降到中点电压Vct。
(5-1-7)时间点t17的说明由于与时间点t11相同(即，切换为图4的状态401下励磁的换流模式)，省略对其的说明。
(5-1-8)时间点t18的说明由于与时间点t12相同(即，切换为图4的状态402下励磁的换流模式)，省略对其的说明。
<第一步骤中转子221的动作>
(5-1-9)时间点t11中电动机219的停止位置是状态401的情况下。转子221根据上述时间点t11～时间点t18的换流模式的切换而旋转，以按第一步骤结束时的换流模式励磁的状态(图4的状态402)停止。
(5-1-10)时间点t11中电动机219的停止位置是状态402的情况下。基于电动机219的停止位置(状态402)和上述时间点t11的换流模式的关系，现有技术存在电动机219反向旋转的危险。但是，在本发明的情况下，由于SYNC的脉冲间隔T足够小，换流模式超前1相的期间(上述时间点t11→时间点t12)转子221停止。然后，电动机219的停止位置(状态402)与换流模式一致后，根据上述时间点t12～时间点t18的换流模式的切换而旋转，以按第一步骤结束时的换流模式励磁的状态(图4的状态402)停止。
(5-1-11)时间点t11中电动机219的停止位置是状态403的情况下。基于电动机219的停止位置(状态403)和上述时间点t11的换流模式的关系，现有技术存在电动机219反向旋转的危险。但是，在本发明的情况下，由于SYNC的脉冲间隔T足够小，换流模式超前2相的期间(上述时间点t11→时间点t13)转子221停止。然后，电动机219的停止位置(状态403)与换流模式一致后，根据上述时间点t13～时间点t18的换流模式的切换而旋转，以按第一步骤结束时的换流模式励磁的状态(图4的状态402)停止。
(5-1-12)时间点t11中电动机219的停止位置是状态404的情况下。基于电动机219的停止位置(状态404)和上述时间点t11的换流模式的关系，现有技术存在电动机219反向旋转的危险。但是，在本发明的情况下，由于SYNC的脉冲间隔T足够小，换流模式超前三相的期间(上述时间点t11→时间点t14)转子221停止。然后，电动机219的停止位置(状态404)与换流模式一致后，根据上述时间点t14～时间点t18的换流模式的切换而旋转，以按第一步骤结束时的换流模式励磁的状态(图4的状态402)停止。
(5-1-13)时间点t11中电动机219的停止位置是状态405的情况下。转子221根据上述时间点t11～时间点t18的换流模式的切换而旋转，以按第一步骤结束时的换流模式励磁的状态(图4的状态402)停止。
(5-1-14)时间点t11中电动机219的停止位置是状态406的情况下。转子221根据上述时间点t11～时间点t18的换流模式的切换而旋转，以按第一步骤结束时的换流模式励磁的状态(图4的状态402)停止。
如上述说明的，根据本发明，只要在时间点t11电动机219的停止位置是状态401～406的任意一个，在第一步骤中电动机219都不会反向旋转。
(5-2)第二步骤如图6的第一级所示，在第二步骤中发送T_OFF信号，成为不向电动机219施加转矩的状态。还有，如图6的第二级所示，在按第二步骤也以脉冲间隔T产生8个驱动信号(SYNC)。
在本步骤中，振幅控制电路109与SYNC同步，进行Tr201～211的导通/截止控制，仅换流模式再超前N相(本实施方式为8相)。具体的说，通过使定子223和转子221的位置关系励磁为状态403(+1相)→状态404(+2相)→状态405(+三相)→状态406(+4相)→状态401(+5相)→状态402(6相)→状态403(+7相)→状态404(8相)的换流模式，进行功率晶体管(图2的Tr201～211)的ON/OFF切换。
但是，由于不向电动机219施加转矩，所以定子223和转子221的位置关系依旧与第一步骤结束时间点(时间点t18)相同(图4的状态402)。
因此，如图6的第三级～第五级所示，由于在各相线圈中不产生驱动电压，任何一个都随着时间的经过收敛在中点电压Vct(时间点t23)。
(5-3)第三步骤其次，参照图7说明第三步骤的动作程序。图7的第一级表示由驱动信号产生电路117输出到误差放大器121的T_ON/OFF信号的波形。如该图所示，在第三步骤中发送T_ON信号，成为将转矩施加给电动机219的状态。
图7的第二级表示从驱动信号电路117发送的驱动信号(S YNC)的波形。如图7和图3所示，在第三步骤中以脉冲间隔16T产生驱动信号。
图7的第三级表示U相线圈的驱动电压(U)的波形，第四级表示V相线圈的驱动电压(V)的波形，第五级表示W相线圈的驱动电压(W)的波形。
图7的第六级表示边缘信号(BEMF EDGE)的波形。下面，说明第三步骤(时间点t31～t41)的换流模式和各相驱动电压波形。
(5-3-1)时间点t31的说明如图7的第一级所示，从驱动信号产生电路117向误差放大器121发送T_ON信号，成为将转矩施加给电动机219的状态。
如前所述，由于第二步骤中仅换流模式超前8相，在第二步骤结束的时间点(图6的时间点t28)，成为将定子223和转子221的位置关系励磁为图4的状态404的换流模式。
由此，第三步骤开始时间点(时间点t31)的换流模式，是将定子223和转子221的位置关系励磁为图4的状态405的换流模式。即，将Tr209和Tr203导通，使之与驱动信号(SYNC)同步，将W相驱动端229w和电源端子Vm短路，将U相驱动端229u和GND短路。
如前所述，在第一步骤开始时间点(时间点t11)中电动机219的停止位置无论为状态401～406的哪一个的情况下，由第一步骤终止时间点(时间点t18)到第二步骤终止时间点(时间点t28)，电动机219以按第一步骤结束时的换流模式励磁的状态(图4的状态402)而停止。
由此，根据上述换流模式的切换，转子221按应使定子223和转子221的位置关系成为图4的状态405的顺时针方向(图4的箭头410a的方向)旋转。
如图7的的三级～第五级所示，U相线圈的驱动电压波形表示为中点电压Vct，V相线圈的驱动电压波形表示为从中点电压Vct下降到中点电压Vct-振幅Vd，W相线圈的驱动电压波形表示为从中点电压Vct上升到中点电压Vct+振幅Vd。
(5-3-2)时间点t32的说明如图7的第二级所示，从时间点t31在脉冲间隔16T中发送驱动信号(SYNC)。如前所述，时间点31的换流模式为定子223和转子221的位置关系处于图4的状态405下的换流模式。时间点t32的换流模式为定子223和转子221的位置关系处于图4的状态406下的换流模式。
即，将Tr209和Tr207导通，使之与驱动信号(SYNC)同步，将W相驱动端229w和电源端子Vm短路，V相驱动端229v和GND短路。根据上述换流模式的切换，转子221按应使定子223和转子221的位置关系成为图4的状态406的顺时针方向(图4的箭头410a的方向)旋转。
如图7的的三级～第五级所示，U相线圈的驱动电压波形表示为从中点电压Vct上升到中点电压Vct+振幅Vd，V相线圈的驱动电压波形表示为中点电压Vct，W相线圈的驱动电压波形表示为从中点电压Vct+振幅Vd下降到中点电压Vct。
此时，U相线圈与电源端子Vm和GND都不短路，成为与电动机驱动部111断开的状态。并且，由U相线圈产生感应电压。
产生的感应电压与中点电压一起输入到比较器101a的输入端，从其输出端输出表示二者大小关系的二进制信号(COMPU)。时序电路/闩锁电路103产生从比较器101a的输出信号(COMPU)中除去了噪音的边缘信号(BEMF_EDGE)(时间点t41)。
(5-3-3)时间点t41的说明在时间点t41，将Tr201和Tr207导通，使之与边缘信号(BEMF EDGE)同步，将U相驱动端229u和电源端子Vm短路，将V相驱动端229v和GND短路。
如图7的的三级～第五级所示，U相线圈的驱动电压波形表示为中点电压Vct+振幅Vd，V相线圈的驱动电压波形表示为从中点电压Vct上升到中点电压Vct+振幅Vd，W相线圈的驱动电压波形表示为从中点电压Vct下降到中点电压Vct-振幅Vd。以后，进行使用图3说明的这种感应驱动。
以上，虽然是针对本发明实施方式的详细说明，但是应当理解本发明并不局限于此。
例如，在本实施方式中，虽然是在图4的状态401励磁的换流模式下开始期间301的第一步骤，但是应当理解也可从任意换流模式开始。还有，在本实施方式，虽然状态数L设为6，但是只要L是大于或等于2的整数就可以。
还有，在本实施方式中虽然规定的数k为2，但是k＝3也可以。还有，在本实施方式，将驱动信号(SYNC)的脉冲间隔T设为2～4微秒，应当理解并不局限于此。还有，在本实施方式中，虽然N相＝8相，但是N相＝大于或等于0的整数×L+2或三相都可以。
而且，在本实施方式中，虽然将第三步骤的SYNC的脉冲间隔nT设为16T，但是应当理解并不局限与此。
本发明的该无传感器驱动装置和驱动方法可以用于电子设备等的各种装置中。
权利要求
1.一种无传感器电动机驱动装置，根据各相线圈中产生的感应电压检测转子的位置，对应于该检测结果切换驱动电流的换流模式，由此驱动电动机，其特征在于，包括以间隔T产生定时信号的定时产生电路；接收所述定时信号，以脉冲间隔T产生脉冲信号的驱动信号产生电路，该脉冲信号为所述转子的状态数L与大于或等于1的整数(m)相乘的积再加上特定的数k得到的数M(＝m×L+k)；以及使与所述脉冲信号同步并切换所述驱动电流的换流模式的振幅控制电路；所述振幅控制电路，在给电动机施加转矩的状态下，与所述脉冲信号同步并切换所述换流模式，从而使所述换流模式从规定的相超前M相，在没有给电动机施加转矩的状态下，与所述脉冲信号同步并切换所述换流模式，从而使所述换流模式超前N相，在给电动机施加转矩的状态下，与脉冲间隔nT的脉冲信号同步并切换所述换流模式。
2.根据权利要求1所述的无传感器电动机驱动装置，其特征在于，其中所述状态数L＝6，所述特定数k＝2或3，所述N相＝大于或等于0的整数×L+2或三相，所述脉冲间隔nT＝16T。
3.一种无传感器电动机驱动方法，根据各相线圈中产生的感应电压检测转子的位置，对应于该检测结果切换驱动电流的换流模式，由此驱动电动机，其特征在于，首先，在最初形成给电动机施加转矩的状态，以脉冲间隔T产生脉冲信号，该脉冲信号为转子的状态数L与大于或等于1的整数(m)相乘的积再加上特定的数k得到的数M(＝m×L+k)；其次，使与所述脉冲信号同步并切换所述换流模式，从而使所述换流模式从规定的相超前M相，其次，形成给电动机没有施加转矩的状态，与所述脉冲信号同步并切换所述换流模式，使所述换流模式超前N相，再一次，形成给所述电动机施加转矩的状态，与脉冲间隔nT的脉冲信号同步并切换所述换流模式。
4.如权利要求3所述的无传感器电动机驱动方法，其特征在于，其中所述状态数L＝6，所述特定数k＝2或3，所述N相＝大于或等于0的整数×L+2或三相，所述脉冲间隔nT＝16T。
全文摘要
本发明的无传感器电动机驱动装置包括以间隔T产生定时信号的定时产生电路；接收上述定时信号，以脉冲间隔T产生脉冲信号的驱动信号产生电路，该脉冲信号为转子的状态数L与大于或等于1的整数(m)相乘的积再加上规定的数k得到的数M(＝m×L+k)；以及与脉冲信号同步并切换上述驱动电流的换流模式的振幅控制电路。并且，该振幅控制电路，在给电动机施加转矩的状态，与脉冲信号同步并切换换流模式，从而使换流模式比规定的相超前M相，在没有给电动机施加转矩的状态，与脉冲信号同步并切换上述换流模式，从而使换流模式超前N相，在给电动机施加转矩的状态，与脉冲间隔nT的脉冲信号同步并切换换流模式。
文档编号H02P6/18GK1638258SQ20041010478
公开日2005年7月13日 申请日期2004年10月8日 优先权日2003年10月3日
发明者宫越康裕 申请人:罗姆股份有限公司