专利名称：功率因数修正电路的制作方法
技术领域：
本发明是有关于一种功率因数修正电路，且特别是与一种用以增进交换式电源供应器其功率因数值的功率因数修正电路有关，借以符合谐波电路规则(harmonic current rules)EN-6100-3-2对A类或D类的要求。
背景技术：
图1所示为一传统的交换式电源供应器。此电源供应器包括一交流/直流整流器1和一直流/直流转换器2，其中，整流器1包括一电容C3连接一桥式整流器BD1。
在图5所示的电路结构中，图1中的直流/直流转换器2为半桥结构。根据图5所示的电路设计，桥式整流器BD1是用以整流交流电压源VS1。而整流后的电压源VS1再由电容C3进行滤波而形成一直流电压源VC3。电容C1和电容C2具有一共同接点用以形成一分压器。因此，位于两电容间共同接点上的电压为VC3/2。
图6所示为一脉波宽度调变的时序图，其中脉波宽度调变信号VHG和VLG分别用以驱动图5中所示的开关Q1和Q2。
在0≤t≤t1的时段中，脉波宽度调变信号VHG和VLG均处于低电压状态，因此开关Q1和Q2是位于关闭的状态，此时输出电压VO是由电容C4所提供。
在t1≤t≤t2的时段中，脉波宽度调变信号VLG是处于高位准状态(高电压)，而脉波宽度调变信号VHG是处于低位准状态(低电压)，因此开关Q1位于关闭的状态，而开关Q2是位于开启的状态，此时电流流经电容C1、变压器的一次侧P1和开关Q2后至接地。在这种情形下，变压器可从一次侧P1转换能量至二次侧S1，借以提供能量给电容C4并输出电压VO。
在t2≤t≤t3的时段中，开关Q1和Q2再次处于关闭的状态，因此，电路的操作状态与0≤t≤t1的时段相同。
在t3≤t≤t4的时段中，脉波宽度调变信号VLG处于低位准状态(低电压)，而脉波宽度调变信号VHG处于高位准状态(高电压)，因此开关Q1位于开启的状态，而开关Q2是位于关闭的状态，此时电流流经开关Q1、变压器的一次侧P1、电容C2后至接地。在这种情形下，变压器可从一次侧P1转换能量至二次侧S1，借以提供能量给电容C4并输出电压VO。
上述的能量切换状态是周而复始进行，借以提供能量给负载，同时输出电压VO会被传送至一回授系统12。此回授系统12可将信号回馈至一高频脉冲信号控制电路50，借以调变脉波宽度调变信号VHG和VLG工作周期。例如，当输出的电能低于要求的电能时，造成供应给负载的电能不足，此回授信号会增高脉波宽度调变信号VHG和VLG工作周期，借以增加开关Q1和Q2的导通时间。如此，可增加电能由变压器T1一次侧转换至二次侧的时间，换句话说，供应至二次侧的电能被增加。此输出电压VO会被持续增加至要求的电压。另一方面，当输出电压高于负载所要求的电压时，此时是处于一种过驱动的情况，在这种情况下，脉波宽度调变信号VHG和VLG工作周期会被降低，借以减缓此整个区域的状况。
图5中的输入电流IPC为一如图2所示的脉冲电流，因为此脉冲电流的失真会造成传统交换式电源供应器的功率因数大幅降低，一般约为降低至50％，产生此情况的原因是在经过图1交流/直流整流器1整流过后，所造成超过100％的总谐波失真(其后称此为THD)。结果，总谐波造成相当严重的失真，且品质很差，造成能量严重的损耗。
因此，许多国家提出谐波电路规则(例如，EN-6100-3-2)，特定出厂商必须遵循用于电源供应的电流波形，借以增进所供应电源的效率与品质。
因此，各种不同设计的功率因数修正电路被提出来用以增进传统交换式电源供应器的功率因数效率，以下所述为两种传统功率因数修正电路的例子。
第一种为电感式功率因数修正电路。
此功率因数修正电路如图3所示，此功率因数修正电路包括一低频大线圈H1，串联于一桥式整流器BD1和电容器C1间。线圈H1和电容器C1共同形成一低通滤波器借以整流输入至直流/直流转换器2的电流。此种设计类似于提供用以修正萤光灯功率因数的稳压器功能。然而，在以前的技术中，用于增进功率因数的线圈H1具有一相当大的体积，且在工作时也产生极高的温度。
第二种为一主动式功率因数修正电路此电路设计图4所示，在此主动式功率因数修正电路中，包括一交流/直流整流器用以形成一包括直流/直流转换器2的二阶电路。此外，一复杂的控制电路11和一开关Q1包括于其中，借以增进功率因数。然而，此电路设计相当复杂且制造上相当昂贵。
许多基于上述两种技术的功率因数修正电路已被发展出来，然而，这些功率因数修正电路同样均具有上述前案所具有的缺点。因此急需有一种新设计的功率因数修正电路来排除上述的缺点。
发明内容
综上所述，传统的功率因数修正电路确实具有许多缺点。例如，图3所示的传统功率因数修正电路，需要一相当大体积的线圈，因此整体的体积也相当庞大。而图4所示的功率因数修正电路，则是因设计复杂造成生产成本无法下降。
因此，本发明的主要目的是用以提供一种可提供高效率功率因数的功率因数修正电路。
本发明的另一目的则是用以提供一可解决上述传统功率因数修正电路缺点的功率因数修正电路。
本发明的再一目的则是用以提供一具有小体积且易于生产的切换式电源供应器。
根据上述的目的，本发明的功率因数修正电路至少包括一以串联连接的第一线圈、一个二极管、一个电感和一个第一电容器，此电感是用以对从二极管输出的电压进行滤波，此第一线圈可以为变压器的一额外线圈，主线圈连接于电感器和第一电容器之间，其中，第一线圈的极化方向是相反于主线圈的极化方向，一个第二电容器连接于主线圈，其是用以控制此主线圈并建立一横跨第二电容器的电压，此电压会通过变压器被传送至第一线圈，此被传送的电压会提高第一电容器的电压借以增进功率因数。
为让本发明的上述和其它目的、特征和优点能更明显易懂，下文特举较佳实施例，并配合所附图式，作详细说明如下图1是绘示一传统离线式的交换式电源供应器；图2绘示的是图1中输入电压和输入电流的波形图；图3绘示的是一传统的电感式功率因数修正电路；图4绘示是一传统的主动式功率因数修正电路；图5是一传统半桥式结构的交换式电源供应器概略图；图6是脉波宽度调变信号VHG和VLG的时序图，用以驱动传统桥式转换器的切换；图7是根据本发明一较佳实施例，在一返驰式(flyback-type)交换式电源供应器中使用主动式功率因数修正电路的概略图；图8是主侧电路的概略电路图，其中并未展示出辅助的电源供应器；图9是线圈P1处于一极性下的电压VP1放大图；图10是线圈P1处于另一极性下的电压VP1放大图；以及图11是本发明关键电压VC1和VS1，以及输入电流I2的波形图。
附图标记说明1交流/直流整流器2直流/直流转换器11控制电路12、716回授系统50、712高频脉冲信号控制电路710功率因数修正电路714切换晶体管VD1输入电压VC3直流电压源VS1、Vc1、VP1、VP2电压
VO输出电压T1变压器BD1桥式整流器P1、P2、线圈D1、D2、D3、D4二极管H1线圈L1电感C1、C2、C3、C4电容Q1、Q2开关VHG、VLG脉波宽度调变信号IPC、IS1、I1、I2电流具体实施方式
在不限制本发明的精神和范畴下，本发明以一较佳实施例提出一功率因数修正电路结构，凡熟悉该项技术的人在了解本实施例后，都可应用此功率因数修正电路于各式各样的交换式电源供应器中。本发明的电路结构可大幅增进改善功率效率，且不需占用过大的体积。此外，本发明既不要求一额外的电感，也不需使用功率因数修正时脉电路，因此可大幅缩减整体体积，且降低生产成本。下述的实施例仅为众多实施例中的一种，因此本发明的精神与范畴并不受限于以下所述的实施例。
本发明的电路结构包括一功率因数修正电路和一交换式电源供应器。
图7所示为一根据本发明较佳实施例，用于返驰式(flyback-type)交换式电源供应器的主动式功率因数修正电路。值得注意的是，本发明的功率因数修正电路也可用于其它型式的转换器中，例如，正向式(forward-type)转换器、推挽式(push-pull-type)转换器、半桥式(half-bridge-type)转换器、全桥式(full-bridge-type)转换器或电阻电容控制式(resistor-capacitor-control type)转换器中。
在图7中，变压器T1有一主线圈P2、一二次侧线圈S以及一隶属于功率因数修正电路710的线圈P1。功率因数修正电路710的主要作用是用以增进交换式电源供应器的功率因数。电压VS1为一交流电源，电流IS1为交流电源所产生的电流。桥式整流器BD1是用以将交流电源整流成直流电源。电容C3用以过滤输入端的噪声。高频脉冲信号控制电路712可输出一脉冲宽度调变信号(pulse width modulation signal，PWM signal)，用以控制切换晶体管714切换。一回授系统716可接收输出端的输出信号VO，并送出一回授信号给高频脉冲信号控制电路712。然后，此高频脉冲信号控制电路712会调整用以控制切换晶体管714的脉冲宽度调变信号的工作周期(duty cycle)，借以稳定输出信号VO。
根据本发明，功率因数修正电路710是由串联的线圈P1、一二极管D1、一电感L1和一电容C1所组成。电感L1是用来对由二极管D1传送过来的输入电压进行滤波。而线圈P1和主线圈P2是缠绕在相同的铁心，且具相反极性。因此，主线圈P2和线圈P1会传送出不同极性的电压。
参阅图8所示，为一变压器主侧端的概略电路图式，其中并未展示出一电源供应器部分。图8中的虚线代表电流I1的流向。当高频脉冲信号控制电路712控制切换晶体管714导通后，具有最初电压VC1的电容器C1会经由线圈P2，通过经过电流I1进行放电，其中储存于线圈P2中的能量会在线圈P2上建立一电压VP2。当切换晶体管被关闭时，能量会从线圈P2通过铁心传送至线圈P1和二次侧线圈S。然后，此能量会被提供给负载(图中未显示)，并于线圈P1处建立一个与电压VP2反相的电压VP1。此电压VP1的大小与切换晶体管714的导通时间、线圈P2和线圈P1间的缠绕线圈比例有关。在线圈P1处所建立的电压VP1其大小如下式所示VP1＝VC1×(P1/P2)×晶体管导通时间其中，P1/P2是线圈P1与主线圈P2的缠绕比。
图9所示为线圈P1于一极性下时其电压VP1放大图式。其中电压VS1为交流电源的输入电压，因此，施加于二极管D1的输入电压VD1为VD1＝VS1+VP1当输入电压VD1大于电容C1的电压VC1时，二极管D1为正向偏压，此时二极管D1会被导通，同时产生一电流I2。当切换晶体管714导通时，根据本发明的较佳实施例，线圈P1和线圈P2的设计会使得输入电压VD1总是大于电容C1的电压VC1。再次参阅图8所示，其中的实线是电流I2的流向，此电流I2会对电容C1进行充电。
当高频脉冲信号控制电路712控制切换晶体管714关闭后，电能量会从变压器T1的主侧通过铁心传送至变压器T1的二次侧S。然后，此电能会从变压器二次侧S传送至负载(未显示于图中)以及电容C2。此时，线圈P1的极化状态会被反转。
图10描述的是线圈P1处于一极性下时，其电压VP1的放大图式。其中电压VS1为交流电源的输入电压，因此，施加于二极管D1的输入电压VD1为VD1＝VS1-VP1当切换晶体管714被关闭时，根据本发明的较佳实施例，线圈P1和线圈P2的设计会使得输入电压VD1总是小于电容C1的电压VC1，此时二极管D1被逆向偏压，因此并无任何的电流流经二极管D1来对电容C1进行充电。
另一方面，请再次参阅图7，输出电压VO会被传送至回授系统716，然后，此回授系统716会回馈一讯号给高频脉冲信号控制电路712借以调变脉波宽度调变信号的工作周期。例如，假如输出电压VO低于所要求的电压大小时，造成供应至负载的电源不足，此时回授信号会加长脉波宽度调变信号的工作周期，借以增加切换晶体管714的导通时间。此时，从变压器T1的主侧通过铁心传送至变压器T1二次侧S的传送电能时间会被增加，因此，造成传送至变压器T1二次侧S的电能量增加，使得输出电压VO升高，而达到所要求的电压。
反之，假如输出电压VO高于所要求的电压大小时，会造成供应至负载的电源过高，此时回授信号会缩短脉波宽度调变信号的工作周期，借以减少切换晶体管714的导通时间。此时，从变压器T1的主侧通过铁心传送至变压器T1二次侧S的传送电能时间会被减少，因此，会造成传送至变压器T1二次侧S的电能量减少，使得输出电压VO降低，而达到所要求的电压。
图11描述的是本发明关键电压VC1和VS1以及输入电流I2间的波形图。参阅图8和图11，其中电压VS1为交流电源的输入电压。电压VC1为横跨电容C1的电压。电流I2为对电容C1进行充电的电流。而施加于二极管D1的输入电压为VD1。
当输入电压VD1大于电容C1的电压VC1时，二极管D1为正向偏压，此时二极管D1会被导通，同时产生一电流I2。此电流I2会对电容C1进行充电，借以增进功率因数。而另一方面，当输入电压VD1小于电容C1的电压VC1时，二极管D1为逆向偏压，此时并不会有任何电流流过二极管D1，当缠绕变压器线圈P1和线圈P2的线圈数比率趋近于1时，此时的功率因数子也趋近于1。
综上所述，本发明的功率因数修正电路是由串联的一个第一线圈、一个二极管、一个电感和一个第一电容所组成。其中第一线圈为一变压器的一额外线圈，与变压器主侧的第二线圈，极性相反。第二电容与第二线圈连接，借以控制第二线圈并建立一跨越第一电容的电压，此电压可通过经过变压器传送至第一线圈。此传送电压可提升第一电容的电压来增进功率因数。
虽然本发明已以一较佳实施例公开如上，然其并非用以限定本发明，任何熟悉此技术的人，在不超出本发明的精神和范围内，都可作各种的改动与修饰，因此本发明的保护范围应当以权利要求书所界定的为准。
权利要求
1.一功率因数修正电路，适用于一交换式电源供应器，其中，该交换式电源供应器包括该功率因数修正电路和一个具有二次侧线圈和主侧线圈的转换器，而该主侧线圈是耦接于一切换组件，该电路至少包括一个线圈，其中该线圈的极性与该主侧线圈相反；一个二极管，耦接于该线圈；以及一个电容器，耦接于该二极管，其中该电容器和该二极管具有一共同接点，而该主侧线圈耦接于该共同接点。
2.如权利要求1所述的功率因数修正电路，其特征在于，所述的电路还包含一电感，用以滤除噪声。
3.如权利要求1所述的功率因数修正电路，其特征在于，所述的线圈、二次侧线圈和主侧线圈是缠绕在同一铁心上。
4.如权利要求1所述的功率因数修正电路，其特征在于，所述的转换器为一正向式转换器、推挽式转换器、半桥式转换器、全桥式转换器或电阻电容控制式转换器。
5.如权利要求1所述的功率因数修正电路，其特征在于，所述的线圈和该主侧线圈的线圈数比率约为1。
6.如权利要求1所述的功率因数修正电路，其特征在于，所述的切换组件是用以控制该电容对该主侧线圈进行充电的。
7.如权利要求1所述的功率因数修正电路，其特征在于，当所述的二极管为正向偏压时，会对该电容进行充电。
8.如权利要求1所述的功率因数修正电路，其特征在于，当所述的二极管为逆向偏压时，电能会从该主侧线圈传送至该二次侧线圈。
全文摘要
本发明的功率因数修正电路是由串联的一个第一线圈、一个二极管、一个电感和一个第一电容所组成。其中，第一线圈与变压器主侧的第二线圈的极性相反。一个第二电容与第二线圈连接，借以控制第二线圈并建立一跨越第一电容的电压，此电压可通过变压器传送至第一线圈，借以提升第一电容的电压来增进功率因数。
文档编号H02M1/12GK1677812SQ20051006265
公开日2005年10月5日 申请日期2005年3月31日 优先权日2004年4月1日
发明者杨李龙 申请人:杨李龙