专利名称：开关电源控制用半导体器件的制作方法
技术领域：
本发明涉及利用开关动作来控制开关电源输出电压的开关电源控制用半导体器件。
背景技术：
历来家电产品等一般家庭用设备中，出于减少功耗而提高电能效率等目的，广泛采用开关电源装置作为它的电源装置，而开关电源装置采用通过半导体(晶体管等开关元件)的开关动作来控制(稳定等)输出电压的开关电源控制用半导体器件。
特别是近年来，还从防止全球变暖对策的观点出发，在家电产品等设备中，注意减少这些设备在动作待机时的功耗，迫切要求待机时的功耗更低的开关电源装置。
为了适应这一要求，例如开发了根据设备的动作模式分别使用两个开关电源装置的电源系统等，该电源系统设置在设备通常动作状态(通常模式)的额定负载时供给电源用的主电源用开关电源装置、以及与其另外独立的在设备待机动作状态(待机模式)的待机时供给电源用的待机专用开关电源装置，使得在设备待机时，由待机专用开关电源装置供给电源，在额定负载时，由主电源用开关电源装置供给电源。
在该电源系统中，由于需要两个开关电源装置(变换器)，因此存在的缺点是，包含开关电源控制用半导体器件等的整个电路的成本提高。因而，在迫切要求必须抑制成本的情况下，大多采用能够由一个开关电源装置(变换器)构成的电源系统。在这种情况下，作为该开关电源装置，从电源的效率和成本方面来考虑，多采用部分谐振型。
但是，在上述那样的开关电源控制用半导体器件中，在待机时等轻载时，流过开关元件的电流减少，但开关电源控制用半导体器件的内部电路电流通过变压器始终供给。因而，包含流过开关元件的电流在内，由于不能使流过开关电源的电流为零，因此即使在空载时也流过一定大小的电流。所以，即使在空载时，因开关元件的开关动作也产生损耗，负载越轻，该开关元件的损耗所占的比例越大。其结果，存在的问题是，由于开关电源的电能效率降低，因此不能实现电源待机时的节能要求。
另外，在部分谐振型开关电源装置中，由于轻载时振荡频率升高，因此开关损耗增大，存在待机模式的电源效率降低的问题。
(以往例1)作为对于上述那样的待机模式电源效率降低问题的解决方案(例如参照日本国专利公报的特开2002-315333号)采用了一种控制技术，它是利用微机来检测电源二次侧的负载状态，接受该信号，转移至待机模式，利用反馈控制，以商用频率为基础进行间歇振荡。在这种情况下，为了改善待机模式时的电源效率，利用微机进行反馈控制，使得在轻载时若输出电压上升达到规定值及以上，则停止开关元件的开关动作，然后在输出电压下降达到规定值及以下时，重新开始开关元件的开关动作。
在该开关电源中，由于开关动作间歇时的振荡频率与负载状态无关，为一定，因此关于改善待机时的电源效率还远不能说是很好。
(以往例2)对于以上的问题，可以考虑以下那样的开关电源装置。对于该开关电源装置，下面用图16说明其简要情况。
图16所示为以往的开关电源装置一构成例的电路图。该开关电源装置如图16所示，将直流的输入电压VIN通过变压器103的一次绕组103a加在开关元件1上，将利用开关元件1的开关动作而在变压器103的二次绕组103b中产生的交流电流利用整流器104及电容器105进行整流滤波，控制这样得到的直流输出电压Vo，向负载109供电，在这样的开关电源中，具有根据变压器103的三次绕组103c中产生的交流电压来检测利用开关元件1的开关动作而产生的变压器103的复位状态、并输出表示该复位状态的变压器复位检测信号的变压器复位检测电路13；将根据变压器103的二次绕组103b产生的直流电压Vo的变化而通过输出电压检测电路106及光电晶体管110所得到的控制电流变化变换为与该电流值对应的电压的I-V变换器21；以及根据来自I-V变换器21的输出电压VEAO的变化在作为表示对负载109的供电大小的负载状态而检测出轻载时、输出控制开关元件1的开关的间歇动作用的控制信号的轻载时检测电路24，利用这些电路构成驱动开关元件1的控制电极(柵极电极)的控制电路的一部分。
然后，轻载时检测电路24输出控制间歇动作用的控制信号，使得在来自I-V变换器21的输出电压VEAO小于检测轻载时用的轻载时检测下限电压VR1时，停止开关元件1的开关动作，在来自I-V变换器21的输出电压VEAO大于检测轻载时用的轻载时检测上限电压VR2时，重新开始开关元件1的开关动作。另外，控制电路的结构做成，使其根据来自变压器复位检测电路13的变压器复位检测信号及来自轻载时检测电路24的控制信号，驱动开关元件1的控制电极(柵极电极)，控制轻载时的间歇动作。
下面说明以上那样构成的开关电源装置的简要动作。这里说明检测出轻载时开关元件的开关进行间歇动作的开关电源控制用半导体器件的电源动作。
在图16中，若内部电路上升至基准电压，则控制电路起动，然后若利用端子41与端子42之间连接的电容器118使端子41的电压上升达到起动电压，则功率MOSFET等开关元件1接通，处于导通状态，若漏极电流达到从与变压器103的二次绕组103b连接的输出电压检测电路106向光电晶体管110的光电耦合器电流产生的反馈电流所决定的过电流检测电平，开关元件1断开，处于截止状态。若开关元件1断开，则其漏极电压因变压器103的电感与开关元件1的漏源间电容的谐振而进行阻尼振荡动作。
这样，一旦开关电源控制利用半导体器件起动，则利用变压器103的三次绕组(偏置绕组)103c能检测出下一个导通信号，而在控制电路内部的偏置绕组电压被箝位在十～一电平，在控制电路内部若偏置绕组电压处于设定值以下，则输出导通信号。另外，与偏置绕组检测端44连接电阻器116及电容器117，调整由电阻器116及电容器117的数值决定的时间常数，使得在开关元件1的漏极电压的最低值能得到开关元件1导通的时刻。
重复以上的动作，使其得到所希望的输出电压Vo，但为了改善轻载时的电源效率，若流过某一定值以上的反馈电流，则停止开关元件1的开关动作，若反馈电流为某一定值及以下，则重新开始开关元件1的开关动作，通过进行这样的间歇振荡控制(间歇开关动作)，改善轻载时的电源效率，减少功耗。
另外，作为开关元件1的开关动作的控制方法，是准谐振型的铃流抑制(ringing choke)变换器(RCC)控制，由于能够减少开关元件导通时的开关损耗，同时能够实现低噪声，因此适合低噪声、高效率及高输出功率的市场要求。另外，由于轻载时利用间歇振荡控制而形成间歇开关动作，因此能制止一般在RCC中成为问题的即轻载时的开关频率上升，在某种程度上减少了轻载时的开关损耗。
但是，在上述那样的以往的开关电源装置中，由于是RCC控制，因此，存在的问题是，变压器二次绕组侧的负载越轻，开关频率就越高，开关元件1的每单位时间的开关损耗增大，在待机时那样的轻载时，电源效率就恶化。
发明内容
本发明正是为了解决上述以往的问题，其目的在于提供能够抑制轻载时的高频动作而减少开关损耗、改善轻载时的电源效率、减少轻载时的功耗的开关电源控制用半导体器件。
为了解决上述问题，本发明的开关电源控制用半导体器件是这样构成的，即在将直流输入电压通过变压器的一次绕组加在开关元件上、并将利用所述开关元件的开关动作而在所述变压器二次绕组中产生的交流电流进行整流滤波，而且控制这样得到的直流电压向负载供电的开关电源中，包括具有根据所述变压器的三次绕组中产生的交流电压来检测所述开关元件的开关动作而产生的所述变压器的复位状态，并输出表示该复位状态的变压器复位检测信号的变压器复位检测电路；将根据所述变压器的二次绕组产生的交流电流的表示所述直流电压变化的控制电流的电流值变换为电压的I-V变换器；以及根据来自所述I-V变换器的输出电压来检测流过所述开关元件的电流，并根据该检测值输出控制所述开关元件的开关导通用的电流检测信号的电流检测信号输出单元的控制电路，利用所述控制电路，根据来自所述变压器复位检测电路的变压器复位检测信号、及来自所述电流检测信号输出单元的电流检测信号，驱动所述开关元件的控制电极，控制所述开关元件的开关动作，在这样的开关电源控制用半导体器件中，设置对来自所述电流检测信号输出单元的电流检测信号给予规定延迟时间的延迟电路，在从所述延迟电路输出规定时间延迟的所述电流检测信号之前，将来自所述变压器复位检测电路的变压器复位检测信号屏蔽，停止所述开关元件的开关动作。
另外，本发明的开关电源控制用半导体装置是这样构成的，即设置根据来自所述I-V变换器的输出电压的变化在作为表示对所述负载的供电大小的负载状态而检测出轻载时、输出控制所述开关元件的开关间歇动作用的控制信号的轻载时检测电路，构成的所述轻载时检测电路输出控制所述间歇动作用的控制信号，使得在来自所述I-V变换器的输出电压小于检测所述轻载时用的轻载时检测下限电压时，停止所述开关元件的开关动作，在来自所述I-V变换器的输出电压大于检测所述轻载时用的轻载时检测上限电压时，重新开始所述开关元件的开关动作，利用所述控制电路，根据来自所述变压器复位检测电路的变压器复位检测信号及来自所述轻载时检测电路的控制信号，驱动所述开关元件的控制电极，控制所述间歇动作。
另外，本发明的开关电源控制用半导体器件，将所述开关元件与所述控制电路集成在同一片半导体基板上，在所述半导体基板上作为外部连接端至少设置有将所述输入电压通过所述变压器的一次绕组向所述开关元件输入用的开关元件输入端、将由所述开关元件的开关动作得到的开关电流输出用的开关元件输出端、对所述控制电路供给根据由所述开关元件的开关动作在所述变压器的三次绕组中产生的电流的直流电压用的电源端、根据与所述负载状态相应变化的所述变压器二次绕组侧的直流电压而输入控制所述开关元件的开关动作的控制信号用的控制端、以及向所述变压器复位检测电路供给所述变压器复位检测信号用的变压器复位检测用端子。
如上所述，根据本发明，在接受开关断开时的电流检测信号之后，对该电流检测信号给予某一定的延迟时间，通过这样在与该延迟时间相对应的关闭时间内，使其不接受根据变压器三次绕组输出的信号而得到的变压器复位脉冲信号的开关导通控制，能够停止开关元件的开关动作。
因此，能够抑制轻载时的高频动作，减少开关损耗，改善轻载时的电源效率，能够减少轻载时的功耗，同时由于是准谐振动作，因此在通常动作时也能够在从轻载时至重载时的全负载区域容易实现高效率及低噪声。
图1所示为本发明实施形态1的开关电源控制用半导体器件一个构成例的电路图。
图2所示为具有该实施形态1的开关电源控制用半导体器件的开关电源装置一个构成例的电路图。
图3为说明该实施形态1的开关电源控制用半导体器件及具有该开关电源控制用半导体器件的开关电源装置的动作用的时序图。
图4为说明该实施形态1的开关电源控制用半导体器件中的基准电压源动作用的时序图。
图5所示为该实施形态1的开关电源控制用半导体器件中的基准电压源内部电路一个构成例的电路图。
图6所示为该实施形态1的开关电源控制用半导体器件中的开关动作波形图。
图7所示为该实施形态1的开关电源控制用半导体器件中的延迟电路一个构成例的电路图。
图8所示为该实施形态1的开关电源控制用半导体器件其它构成例的电路图。
图9所示为本发明实施形态2的开关电源控制用半导体器件一个构成例的电路图。
图10所示为该实施形态2的开关电源控制用半导体器件其它构成例的电路图。
图11所示为本发明实施形态3的开关电源控制用半导体器件一个构成例的电路图。
图12所示为该实施形态3的开关电源控制用半导体器件中的延迟电路一个构成例的电路图。
图13所示为该实施形态3的开关电源控制用半导体器件中的延迟电路动作波形图。
图14所示为该实施形态3的开关电源控制用半导体器件其它构成例的电路图。
图15所示为本发明实施形态4的开关电源控制用半导体器件一个构成例的电路图。
图16所示为以往的开关电源控制用半导体器件一个构成例的电路图。
具体实施例方式
以下一面参照附图，一面具体说明表示本发明实施形态的开关电源控制用半导体器件。
(实施形态1)下面说明本发明实施形态1的开关电源控制用半导体器件。
图1所示为本实施形态1的开关电源控制用半导体器件一个构成例的电路图。图2所示为采用本实施形态1的开关电源控制用半导体器件而构成的开关电源一构成例的电路图。
在图1所示的开关电源控制用半导体器件46中，设置轻载时检测电路24，对该轻载时检测电路24提供将从控制端45流出的电流利用I-V变换器21进行电压变换后的输出电压VEAO。在该轻载时检测电路24中，设置轻载时检测用比较器22。提供从I-V变换器21输出的输出电压VEAO作为轻载时检测用比较器22的负端输入，提供从基准电压源23输出的基准电压VR作为正端输入。轻载时检测用比较器22比较输入的输出电压VEAO与基准电压VR，在输出电压VEAO低于基准电压VR时，使规定的输出信号VO1通过反相器25向与门电路26输出。另外，轻载时检测用比较器22的输出信号VO1也提供给基准电压源23，基准电压源23接受轻载时检测用比较器22的输出信号VO1，使输出电压变化。
检测变压器复位检测端44的电压并从变压器变位检测电路13输出的变压器复位检测信号作为时钟信号，并作为其它的输入信号提供给与门电路26，与门电路26的输出提供给产生单稳态脉冲形态的变压器复位脉冲的变压器复位脉冲发生电路27。在检测出轻载时，即开关元件1停止时，因该停止时间而谐振动作的振幅小，有可能不能检测出变压器复位信号，因此使变压器复位脉冲发生电路27不工作。
另外，轻载时检测比较器22的输出VO1通过反相器25输入至间断结束脉冲发生电路28，在停止期间结束后，间断结束脉冲发生电路28的输出向或门电路29输入，其输出信号作为RS触发器30的置位信号输入。RS触发器30的输出信号向与非门电路39输入，其输出通过栅极驱动器40向开关元件(功率MOSFET)1的栅极输出。这样，若利用轻载时检测比较器22检测出待机状态即轻载状态，则进行开关控制，不使变压器复位检测电路13动作，并利用间断结束脉冲发生电路28的输出信号，使开关元件1的开关动作重新开始。
在该开关电源控制用半导体器件46中，功率MOSFET等的开关元件1与进行开关元件1的开关控制用的控制电路集成在同一片半导体基板上，由开关元件1的输入端41及输出端42、开关电源控制用半导体器件46的起动电压检测用端及控制电路的电源端43、输入控制信号用的控制端45、以及变压器103的偏置绕组(三次绕组)电压检测用端子(变压器复位检测端)44的五个端子构成。
调节器6接在开关元件1的输入端41、起动电压检测用端43与控制电路及栅极驱动器用基准电源8之间，在开关元件1的输入端41的电压达到一定值及以上时，供给开关电源控制用半导体器件46的内部电路电流，利用比较器9进行控制，使得开关电源控制用半导体器件46的控制电路及栅极驱动器基准电源8的电压为一定值。
起动/停止电路用比较器7的输出向与非门电路39输入，其输出信号通过栅极驱动器40向开关元件1的栅极输出，根据端子43的电压大小，来控制开关元件1的振荡及停止。
14为箝位电路，与控制端15连接，为了在开关电源控制用半导体器件46的外部连接光电晶体管110等，设定为一定电位。
21为I-V变换器，将从控制端45流出的电流在内部变换为电压。与检测变压器103的偏置绕组103c的电压的端子44连接上限箝位电路12及下限箝位电路11，限制输入至开关电源控制用半导体器件46的内部的电压。另外，变压器复位检测电路13与端子44连接，利用单稳态脉冲(变压器复位)发生电路27，决定开关元件1的导通信号的时刻。
10为起动脉冲发生电路，利用比较器7的输出信号即起动信号产生输出，通过或门电路29，向RS触发器30的置位端输入，其输出Q向与非门电路39输入。
起动后，起动脉冲信号为高电平，然后在通常动作中，利用单稳态(变压器复位)脉冲信号，通过或门电路29，RS触发器30的输出信号Q为高电平，使开关元件1为导通状态。
在开关元件1导通后，流过开关元件1的电流与开关元件1的导通电阻产生的电压、即导通电压输入至漏极电流检测用比较器36的正端一侧，在该电压高于负端一侧的电位时，通过导通时关闭脉冲发生电路37及与门电路38作为RS触发器30的复位信号输入，开关元件1断开。即，通过检测开关元件1的导通电阻，来限制漏极电流。
另外，根据箝位电路31及与从控制端45流出的电流相对应而利用I-V变换器21进行内部变换的输出电压VEAO，利用恒流源32及P型MOSFET33生成的电压，加在漏极电流检测用比较器36的负端一侧，用箝位电路31限制漏极电流的上限(最大漏极电流)，利用来自I-V变换器21的输出电压VEAO的电平，能够使开关元件1的漏极电流变化。即，从控制端45来的流出电流越增加，由于I-V变换器21的输出电压VEAO越降低，因此漏极电流检测用比较器36的负端一侧的电位越降低，其结果，开关元件1的漏极电流就降低。
这样，检测根据控制端45的电流进行内部电压变换的I-V变换器21的输出电压VEAO、及利用端子44检测变压器103的偏置绕组103c的电压，根据利用决定开关元件1的导通时刻的变压器复位检测电路13的输出来产生单稳态脉冲的变压器复位脉冲发生电路27的输出信号，决定开关元件1的导通/断开期间。
在该开关电源装置中，商用的交流电源利用二极管桥式电路等整流器101进行整流，利用输入电容器102进行滤波，通过这样形成直流电压VIN，供给功率变换用变压器103。功率变换用变压器103具有一次绕组103a、二次绕组103b及三次绕组(作为偏置绕组使用)103c，直流电压VIN供给一次绕组103a。
供给变压器103的一次绕组103a的直流电压VIN利用开关电源控制用半导体器件46内的开关元件1进行开与关。然后，利用该开关元件1的开关动作，在变压器103的二次绕组103b中取出电流。二次绕组103b中取出的电流利用与二次绕组103b连接的二极管104及电容器105进行整流及滤波，作为具有输出电压Vo的直流功率供给负载109。
在电容器105的两端连接例如由LED107及稳压二极管108构成的输出电压检测电路106，将使输出电压Vo稳定用的反馈信号向与开关电源控制用半导体器件46的控制端45连接的一次侧的光电晶体管110输出。
另外，变压器的三次绕组103c与偏置绕组电压检测用端子44连接，并通过二极管112与起动电压检测用端子43连接。另外，电容器111是不使端子43急剧下降用的器件，也就是说使得端子43稳定的器件，与端子44连接的电阻器116及电容器117用于生成延迟时间，利用它们调整由端子44检测的变压器复位检测的时刻。与开关元件1的输入输出之间连接的电容器118是决定与变压器103谐振产生的阻尼振荡的大小及周期用的器件。
如上所述是这样构成的，即轻载时进行间歇控制，通过这样能够抑制开关元件1产生的开关损耗，改善轻载时的电源效率，再如图1所示，延迟电路47接受开关断开时的电流检测信号之后，对该电流检测信号利用延迟电路47给予某一定的延迟时间，通过这样使得在与该延迟时间对应的关闭时间内，不接受根据来自变压器103的三次绕组103c的信号由变压器复位脉冲检测电路27得到的变压器复位脉冲信号进行的开关导通控制，不向开关元件1提供导通信号，停止开关元件1的开关动作，使开关导通的时刻延迟。
下面说明这样构成的开关电源控制用半导体器件46及开关电源装置在轻载时的动作。另外，该开关电源装置是利用部分谐振动作的铃流抑制变换器(RCC)，是说明本实施形态1用的一个构成例。
图3为说明本实施形态1的开关电源控制用半导体器件及具有该开关电源控制用半导体器件的开关电源装置的动作用的时序图。图4为说明本实施形态1的开关电源控制用半导体器件中的基准电压源动作用的时序图。图5所示为本实施形态1的开关电源控制用半导体器件中的基准电压源内部电路一个构成例的电路图。
在图1及图2中，若来自商用电源的交流电源输入至整流器101，则利用整流器101及电容器102进行整流及滤波，变换为直流电压VIN。然后，若直流电压VIN达到一定值以上，则通过开关电源控制用半导体器件46内的调节器6，充电电流流向电容器111，若开关电源用半导体器件46的端子43的电压达到用起动/停止比较器7上设定的起动电压，则开始控制开关元件1的开关动作。
根据起动/停止用比较器7的输出信号，利用起动脉冲发生电路10产生起动脉冲，开关元件1导通。另外，二次侧的输出由于起动时较低，因此输出电压检测电路106的稳压二极管108中没有电流流过，所以光电晶体管110中没有电流流过。因而，I-V变换器21的输出电压VEAO为高于箝位电路31的电平，漏极电流检测用比较器36的负端一侧设定为箝位电路31上决定的电压。若利用起动脉冲发生电路10产生起动脉冲，开关元件1导通，则开关元件1中流过电流，由与导通电阻之积决定的导通电压输入至漏极电流检测用比较器36的正端一侧，若上升至由负端一侧决定的电压以上，则在RS触发器30的复位端输入高电平信号，开关元件1断开。
然后，利用由变压器103的电感及电容器118和开关元件1的输入输出之间的电容所决定的谐振动作，在变压器103的三次绕组(偏置绕组)103c的电压从正变为负、即开关元件1的输入端41的电压下降时，利用变压器复位检测电路13，从变压器复位脉冲发生电路27输出的单稳态脉冲信号通过或门电路29，在RS触发器30的置位端输入高电平，开关元件1导通。
另外，利用在变压器103的三次绕组(偏置绕组)103c与端子44之间连接的电阻器116及电容器117，调整变压器复位检测电路13的检测时间，使得在开关元件1的输入端41的电压近似为零伏的时刻开关元件1导通。
重复以上那样的开关动作，输出电压Vo不断上升，若达到输出电压检测电路106设定好的电压及以上，则LED107导通，光电晶体管110中流过电流，从开关电源控制用半导体器件46的控制端45流出电流。根据该流出电流的大小，由于I-V变换器21的输出电压VEAO降低，因而，漏极电流检测用比较器36的负端一侧降低，所以开关元件1的漏极电流减少。这样，开关元件1的导通占空比变为适当的状态。即，根据变压器复位检测电路13的输出信号，利用变压器复位脉冲发生电路27输出的单稳态脉冲，开关动作为导通，开关元件1的导通占空比由从控制端45流出的电流来决定。
即，如图6所示，在供给负载109的电流较小的轻载时，电流IDS流过开关元件1的期间缩短，而在通常动作中那样的重载时，电流IDS流过开关元件1的期间延长。
这样，开关电源控制用半导体器件46根据开关电源供给负载109的功率来控制开关元件1的漏极电流IDS，进行使占空比变化的控制。另外，开关元件1的导通时刻由于这样设定，使得在谐振动作中开关元件1的输入电压最低时输出，因此导通时几乎没有开关损耗。即，进行能够忽略导通时的开关损耗那样的部分谐振动作。通过进行这样的动作，能够实现通常动作时的高效率及低噪声。
接着，轻载时检测用比较器22将从控制端45流出的电流利用I-V变换器21进行电压变换后的输出电压VEAO与基准电压源23的输出电压VR进行比较。基准电压源23的输出电压VR-开始(图3的通常时)为轻载时检测下限电压VR1。在对与开关电源的输出连接的负载109供给的电流变小的待机时(图3的负载变动状态)等情况下，若供给负载的电流降低，则输出电压Vo上升，通过LED107的光电晶体管110的电流增加。因该电流而从控制端45流出的电流增加，所以根据式(1)，I-V变换器21的变换电压VEAO下降。
VEAO＝VO-R×I …(1)式中，VO是预先设定的基准电压源20产生的基准电压，R是电阻器19的电阻值，I是将从控制端45流出的电流利用内部的电流镜象电路15～18变换的流过电阻器19的电流值。
因而，根据上述式(1)，从控制端45流出的电流越增加，I-V变换器21的输出电压VEAO越降低。与之相应，漏极电流检测用比较器36的基准电源(负端一侧)降低，开关元件1的漏极电流慢慢降低，供给负载109的功率不断降低。然后，若该I-V变换器21的变换电压VEAO小于轻载时检测下限电压VR1，则变成轻载时检测状态，如图4所示，轻载时检测用比较器22的输出信号VO1从低电平变高电平。
通过这样，由于通过反相器25的与门电路26的输出变为低电平，变压器复位脉冲发生电路27不输出单稳态脉冲信号，因此开关元件1的开关动作停止。这时(图3的空载时)，同时接受轻载时检测用比较器22的输出信号VO1，基准电压源23的输出电压VR从轻载时检测下限电压VR1变为轻载时检测上限电压VR2。
若开关元件1的开关动作停止，开关元件1处于断开状态，则处于开关元件1中不流过电流的状态。通过这样，由于对负载109不供给功率，因此对负载109的输出电压Vo慢慢降低。通过这样，I-V变换器21的输出电压VEAO慢慢上升，但由于基准电压源23的输出电压变为比轻载时检测下限电压VR1高的轻载时检测上限电压VR2，因此如图4所示，不是立即重新开始开关元件1的开关动作。
然后，如图3所示，对负载109的输出电压Vo进一步降低，如图4所示，在I-V变换器21的输出电压VEAO从轻载时检测上限电压VR2起上升时，轻载时检测用比较器22的输出电压VO1变为低电平，接受该信号，并输出通过反相器25的间歇结束脉冲发生电路28的信号。然后，利用该输出信号，开关元件1的开关动作重新开始。同时，利用与门电路26使动作停止的变压器复位检测电路13变为有效，利用变压器复位脉冲发生电路27的单稳态脉冲输出信号，开关元件1重新开始通常的部分谐振型的开关动作(与图3的通常时相同的状态)。
另外这时，如图4所示，同时基准电压源23的输出电压VR从待机时(轻载时)检测上限电压VR2变为待机时(轻载时)检测下限电压VR1。若开关元件1的开关动作重新开始，则开关元件1的导通占空比由于比轻载时检测时的导通占空比要宽，因此供给负载109的功率过量，对负载的输出电压Vo再次上升，I-V变换器21的输出电压VEAO降低。然后，若再次进行轻载时检测，则开关元件1的反复开关的开关动作停止。
这样，来自基准电压源23的输出电压VR由于进行轻载时检测，而从轻载时检测下限值VR1变为轻载时检测上限值VR2，因此在检测待机时的期间，反复进行开关元件1的开关动作的开关控制变成反复停止及重新开始的间歇振荡状态(间歇开关动作)。
对负载109的输出电压Vo在该间歇振荡的停止期间中降低，而该降低的程序取决于对负载109的供给电流。即，负载109消耗的电流越小，负载109的输出电压Vo的降低越缓慢，由于负载109消耗的电流越小，间歇振荡的停止期间越长，因此负载越轻，开关元件1的开关动作就越减少。
图5所示的基准电压源23由决定基准电压源23的输出电压VR用的恒流源300和恒流源301和电阻器303、以及P型MOSFET等开关元件302和反相器304构成。
恒流源300供给恒流I1，与电阻器303连接。另外，恒流源301供给恒流I2，通过开关元件(P型MOSFET)302与电阻器303连接。轻载时检测用比较器22的输出信号VO1通过反相器304输入至开关元件302的栅极等输入端。另外，恒流源300及恒流源301和电阻303生成的电压作为基准电压源23的输出电压VR输出，向轻载时检测用比较器22的正侧端子输出。
以下说明这样构成的轻载时检测电路24的动作。
如图4所示，在轻载时检测前状态下，由于轻载时检测用比较器22的输出信号VO1为低电平(LOW)，因此开关元件302断开。所以，这时的基准电压源23的输出信号VR轻载时检测下限电压VR1用式(2)表示。
VR1＝R1×(I1) …(2)另外，若成为轻载时检测状态，则由于轻载时检测用比较器22的输出信号VO1为高电平(HIGH)，因此开关元件302导通，恒流源301供给的电流I2也流过电阻器303。所以，这时的基准电压源23的输出信号VR轻载时检测上限电压VR2用式(3)表示。
VR2＝R1×(I1+I2)…(3)根据以上所述，如图4所示，根据轻载时检测用比较器22的输出信号VO1，基准电压源23的输出电压VR为轻载时检测下限电压VR1，或者为轻载时检测上限电压VR2，通过这样能够形成待机时的间歇振荡状态。
另外，在本实施形态1中，是根据轻载时检测用比较器22的输出信号VO1，使基准电压源23的输出电压设定用恒流值发生变化，但也可以根据轻载时检测用比较器22的输出信号VO1，使基准电压源23的输出电压设定用的电阻值发生变化。
下面用图6及图7说明延迟电路47的构成例及其动作。
图6所示为本实施形态1的开关电源控制用半导体器件中的开关动作波形图。图7所示为本实施形态1的开关电源控制用半导体器件中的延迟电路一个构成例的电路图。图8所示为本实施形态1的开关电源控制用半导体器件其它构成例的电路图。
在图1及图2中，是在图16所示的以往例构成中追加了延迟电路47，以下说明这样设置延迟电路47的意义。
首先说明关于最高频率的限制。
RCC(铃流抑制变换器)是准谐振，由于基本上是自激的，因此负载越轻，振荡频率越高。
在电源中，噪声限制是很严格的，若振荡频率达到150KHz以上，则产生高频噪声。该所谓高频噪声是指一般带来电磁波干扰的在频带(150KHz～1GHz)中产生问题的无线电噪声，该噪声大致可分为沿电源线等传播的传播性噪声及向空间发射的发射性噪声两种。
根据上述情况，轻载时振荡频率升高，要限制最高频率，使其不在成为高频噪声的频带范围内。
然后说明关于利用减少开关损耗来改善轻载时的电源效率。
若轻载时振荡频率升高，则每单位时间的开关次数增加。因而，伴随开关的开关损耗增加，为了减少该损耗，要限制频率，使其不超过一定频率以上。
在上述的延迟方法中，是在对开关元件(功率MOSFET)1输出断开信号时，即进行与负载相对应的由于开关元件1(功率MOSFET)1的导通电阻产生的漏极电流检测之后，在该信号与另一端的输入是变压器复位脉冲信号的与门电路48之间插入延迟电路47。来自变压器复位脉冲发生电路27的导通信号由于与利用漏极电流检测得到的断开信号之“与”信号输出，即在根据漏极电流检测状态是断开时，若输入变压器复位脉冲信号(导通信号)，则进行输出，因此对与门电路48若没有输入利用漏极电流检测得到的断开信号，则即使输入变压器复位脉冲信号，开关元件(功率MOSFET)1也不导通。
根据以上所述，若对利用漏极电流检测得到的断开信号利用延迟电路47给予某一定时间的延迟，则在该延迟期间中，即使阻尼振荡产生的变压器复位脉冲信号(导通信号)向与门电路48输出，由于开关元件(功率MOSFET)1也不导通，因此，若决定该延迟时间(即利用变压器复位脉冲信号产生的导通状态的屏蔽时间)，则在比该时间短的时间内即使输入变压器复位检测信号，开关元件(功率MOSFET)也不导通。
在实际行动中若轻载时振荡频率升高，与变压器复位检测信号相比，屏蔽时间在其后面输入，则跳过一个阻尼振荡，在下一个变压器复位检测信号时导通。这样能够得到上述那样的效果。
下面对于图1及图2所示的具有延迟电路47的开关电源控制用半导体器件46将负载状态区分为通常时、轻载时、空载时的情况利用图6进行说明。
如图6所示，随着负载状态从通常时[图6(a)的情况]向轻载时[图6(b)的情况]、进而向空载时[图6(c)的情况]慢慢地变化，负载越来越轻，振荡频率应该升高，但对于具有与开关元件(功率MOSFET)1的漏极电压VDS的波形相对应的波形时刻的变压器复位脉冲信号，仅在利用延迟电路47产生的延迟时间屏蔽的关闭时间以内，由于开关元件(功率MOSFET)1不导通，因此不流过漏极电流IDS，该开关频率不会高于某一定以上的频率。
即，若负载状态为轻载，为了使开关元件(功率MOSFET)1导通的变压器复位脉冲信号的周期变得越来越短，如图6(b)及(c)所示，在与开关元件(功率MOSFET)1的漏极电压VDS相对应的变压器复位脉冲信号的波形中，相对于开关元件(功率MOSFET)1的导通时刻，由于利用关闭时间而跳过的数量越增加，因此该期间的漏极电压VDS即使为OV，漏极电流IDS也不流过，开关动作的振荡频率不会高于某一定以上的频率。
下面用图7说明延迟电路47的一个构成例。
在图7所示的延迟电路47中，若接受对开关元件(功率MOSFET)1的断开信号，作为漏极电流检测信号输入高电平，则由于N沟道MOSFET901导通，因此从初始状态充电至VDD电平的电容器C以恒流I放电。即，从电容器C以一定电流I不断放电，若该电容器C的电位低于反相器902的阈值，变为低电平，则解除屏蔽输出的关闭时间的输出关闭解除信号为高电平。
该屏蔽时间隔t由t＝CV/I来决定，V由VDD电压-反相器902的阈值电压来决定。例如若设I＝1μA、C＝3pF、V＝2.8V，则成为t＝8.4μs的延迟时间。
根据以上所述，能够抑制轻载时的高频动作，减少开关损耗，改善轻载时的电源效率，能够减少轻载时的功耗，同时由于是准谐振动作，因此在通常动作时也能够在从轻载时至重载时的全负载区域容易实现高效率及低噪声。
另外，在上述中如图1所示，是通过采用轻载时检测电路24，在轻载时使开关元件的开关动作为间歇开关动作，在这样的结构中，说明了采用延迟电路47的情况，但如图8所示，设不用轻载时检测电路24的结构，在不进行开关元件的间歇开关动作时，也同样能够实施，并能得到同样的效果。
(实施形态2)下面说明本发明实施形态2的开关电源控制用半导体器件。
图9所示为本实施形态2的开关电源控制用半导体器件一个构成例的电路图。图10所示为本实施形态2的开关电源控制用半导体器件其它构成例的电路图。
在该开关电源控制用半导体器件46中，如图9所示，设置与延迟电路47连接的端子50，采用在该端子50与端子(接地GND)42之间外接电容器51的结构。
在该结构中，将在端子50与端子42之间外接的电容器51用作为图7所示的延迟电路47的充电用电容器C。
在这种情况下，能够得到与实施形态1的开关电源控制用半导体器件相同的效果，而且由于采用能够将作为充电用电容器C的电容器51连接在开关电源控制用半导体器件46的外部，因此能够随时改变调节延迟电路47的关闭时间。
另外，在上述中如图9所示，通过采用轻载时检测电路24，在轻载时开关元件的开关动作成为间歇开关动作，在这样的结构中，说明了将图7所示的延迟电路47的充电用电容器C作为电容器51连接在开关电源控制用半导体器件46的外部的情况，但如图10所示，设不用轻载时检测电路24的结构，在不进行开关元件的间歇开关动作的情况下，也同样能够实施，并能得到同样的效果。
(实施形态3)下面说明本发明实施形态3的开关电源控制用半导体器件。
图11所示为本实施形态3的开关电源控制用半导体器件一个构成例的电路图。图12所示为本实施形态3的开关电源控制用半导体器件中的延迟电路一个构成例的电路图。图13所示为本实施形态3的开关电源控制用半导体器件中的延迟电路动作波形图。图14所示为本实施形态3的开关电源控制用半导体器件其它构成例的电路图。
图11所示为对图1所示的实施形态1的开关电源控制用半导体器件中的延迟电路47、根据用控制端45检测的负载状态从I-V变换器21通过节点49自动改变延迟时间用的结构的例子，它是这样构成的，即与根据负载状态而变化的从控制端45流出的电流相对应，到用由P型MOSFET15、16及N型MOSFET17、以及图12所示的N型MOSFET1101构成的密勒电路来吸引电流，负载越轻，越是吸引电流，则通过节点49使延迟电路47产生的延迟时间越长。
另外，图12是对图11中的延迟电路47根据负载变化而使延迟时间相应线性变化时的延迟电路47的一个构成例，图11的节点49与N型MOSFET1101的栅极连接。在该构成中，在恒流源1100产生的恒定电流It、N型MOSFET1101中的电流I1、N型MOSFET1102中的电流I2与从电容器C放电的放电电流Ic之间有下列的关系，It(恒定)＝I1+I2I2＝It(恒定)-I1＝Ic从恒定电流It减去N型MOSFET1101中的电流I1的差成为N型MOSFET1102中的电流I2，作为该密勒电路而得到的电流Ic成为从电容器C放电的放电电流，根据该放电时间来决定延迟电路47的延迟时间。在这种情况下，若随着来自控制端45的反馈电流IFB的增加，电流I1增大，则电流I2减小，同样数值的电流Ic也减小，电容器C放电的放电时间延长，则延迟时间也延长。
因而，如图13所示，若在时间t1负载变轻，输出电压Vout上升，则反馈电流IFB增加，若随着该反馈电流IFB的增加，电流I1增大，则电流I2减小，电流Ic也减小，从电容器C放电的放电时间延长，延迟时间延长，关闭时间t也延长。
根据以上所述，由于能根据负载状态相应自动地改变延迟变压器复位检测信号的使开关元件(功率MOSFET)1的导通开始用的关闭时间，负载越轻，最高频率越低，因此能够抑制开关元件(功率MOSFET)1的开关损耗，特别是在轻载时，开关损耗的抑制效果更大。
另外，在上述中如图11所示，是通过采用轻载时检测电路24，在轻载时开关元件1的开关动作成为间歇开关动作，在这样的结构中，说明了设置延迟电路47、并对该延迟电路47根据由控制端45检测的负载状态从I-V变换器21通过节点49自动改变延迟时间的情况，但如图14所示，假设不用轻载时检测电路24的结构，在不进行利用开关元件1的间歇开关动作时，也同样能够实施，并能得到同样的效果。
(实施形态4)
下面说明本发明实施形态4的开关电源控制用半导体器件。
图15所示为本实施形态4的开关电源控制用半导体器件一个构成例的电路图。该开关电源控制用半导体器件46如图15所示，是这样构成的，它对于图1所示的实施形态1的开关电源控制用半导体器件中的轻载时检测电路24，在与该轻载时检测用比较器22的输出连接的端子53与端子(GND)42之间外接了电阻54，在这种情况下与图1同样设置延迟电路47。
即，在该开关电源控制用半导体器件46中，设置任意设定待机检测电压用的端子53，能够连接检测电压改变单元即外接的轻载时检测电压调整用电阻54。其它的构成与图1所示的开关电源控制用半导体器件46的构成相同。
在以上那样构成的开关电源控制用半导体器件中，由于利用延迟电路47相对于开关元件1的导通时刻的延迟动作与图1所示的开关电源控制用半导体器件相同，因此以下主要说明轻载时检测电路24的动作。
轻载时检测电压调整用电阻54为了调整基准电压源23输出的基准电压，设置在轻载时检测用比较器22的负端电位与基准电位之间，通过使轻载时检测电压调整用电阻54的值改变，来调整输入至轻载时检测用比较器22的正端的轻载检测电压VR。
这样，通过设置轻载时检测电压调整用电阻54，任意调整轻载时检测电压，能够根据待机中的轻载时所必需的负载，最佳地调整开关元件1的开关动作在停止及重新开始时的负载电流。
另外，对于上述的开关电源控制用半导体器件中的轻载时检测电路24在与轻负载时检测用比较器22的输出连接的端子53与端子42之间外接电阻54的构成，在前述各实施形态的开关电源控制用半导体器件中采用设置轻载时检测电路24的构成的情况下，也能够适用，并能得到同样的效果。
如以上各实施形态的开关电源控制用半导体器件那样，在开关元件的间歇开关动作用的构成中通过另外设置对开关元件的导通时刻进行延迟动作用的构成，从而能够更进一步的改善电源效率。作为产品，以节能为重点，在现在社会上所说的用W.W输入方式能够清除待机功率0.1W。
权利要求
1.一种开关电源控制用半导体器件，其特征在于，即在将直流输入电压通过变压器的一次绕组加在开关元件上、并将利用所述开关元件的开关动作而在所述变压器二次绕组中产生的交流电流进行整流滤波，而且控制这样得到的直流电压向负载供电的开关电源中，其结构做成包括具有根据所述变压器的三次绕组中产生的交流电压来检测由所述开关元件的开关动作而产生的所述变压器的复位状态，并输出表示该复位状态的变压器复位检测信号的变压器复位检测电路；将根据所述变压器的二次绕组产生的交流电流的表示所述直流电压变化的控制电流的电流值变换为电压的I-V变换器；以及根据来自所述I-V变换器的输出电压来检测流过所述开关元件的电流、并根据该检测值输出控制所述开关元件的开关导通用的电流检测信号的电流检测信号输出单元的控制电路，利用所述控制电路，根据来自所述变压器复位检测电路的变压器复位检测信号、及来自所述电流检测信号输出单元的电流检测信号，驱动所述开关元件的控制电极，控制所述开关元件的开关动作，在这样的开关电源控制用半导体器件中，设置对来自所述电流检测信号输出单元的电流检测信号给予规定延迟时间的延迟电路，在从所述延迟电路输出规定时间延迟的所述电流检测信号之前，将来自所述变压器复位检测电路的变压器复位检测信号进行屏蔽，停止所述开关元件的开关动作。
2.如权利要求1所述的开关电源控制用半导体器件，其特征在于，将决定所述延迟电路产生的所述延迟时间用的元器件外接，这样构成所述延迟电路，使得根据外接的元器件的常数来决定延迟时间。
3.如权利要求1所述的开关电源控制用半导体器件，其特征在于，这样构成所述延迟电路，使得根据随所述负载状态变动而变化的所述控制电流的电流值，自动决定所述延迟时间。
4.如权利要求1至权利要求3的任一项所述的开关电源控制用半导体器件，其特征在于，是这样构成的，即设置根据来自所述I-V变换器的输出电压的变化在作为表示对所述负载的供电大小的负载状态而检测出轻载时、输出控制所述开关元件的开关间歇动作用的控制信号的轻载时检测电路，构成的所述轻载时检测电路输出控制所述间歇动作用的控制信号，使得在来自所述I-V变换器的输出电压小于检测所述轻载时用的轻载时检测下限电压时，停止所述开关元件的开关动作，在来自所述I-V变换器的输出电压大于检测所述轻载时用的轻载时检测上限电压时，重新开始所述开关元件的开关动作，利用所述控制电路，根据来自所述变压器复位检测电路的变压器复位检测信号及来自所述轻载时检测电路的控制信号，驱动所述开关元件的控制电极，控制所述间歇动作。
5.如权利要求1至权利要求3的任一项所述的开关电源控制用半导体器件，其特征在于，将所述开关元件与所述控制电路集成在同一片半导体基板上，在所述半导体基板上作为外部连接端至少设置有将所述输入电压通过所述变压器的一次绕组向所述开关元件输入用的开关元件输入端、将由所述开关元件的开关动作得到的开关电流输出用的开关元件输出端、对所述控制电路供给根据由所述开关元件的开关动作在所述变压器的三次绕组中产生的电流的直流电压用的电源端、根据与所述负载状态相应变化的所述变压器二次绕组侧的直流电压而输入控制所述开关元件的开关动作的控制信号用的控制端、以及向所述变压器复位检测电路供给所述变压器复位检测信号用的变压器复位检测用端子。
6.如权利要求4所述的开关电源控制用半导体器件，其特征在于，将所述开关元件与所述控制电路集成在同一片半导体基板上，在所述半导体基板上作为外部连接端至少设置有将所述输入电压通过所述变压器的一次绕组向所述开关元件输入用的开关元件输入端、将由所述开关元件的开关动作得到的开关电流输出用的开关元件输出端、对所述控制电路供给根据由所述开关元件的开关动作在所述变压器的三次绕组中产生的电流的直流电压用的电源端、根据与所述负载状态相应变化的所述变压器二次绕组侧的直流电压而输入控制所述开关元件的开关动作的控制信号用的控制端、以及向所述变压器复位检测电路供给所述变压器复位检测信号用的变压器复位检测用端子。
全文摘要
本发明是在具有开关元件1及开关动作控制电路的开关电源控制用半导体器件46中，在接受开关断开时的电流检测信号后，对该电流检测信号利用延迟电路47给予某一定的延迟时间，通过这样在与该延迟时间对应的关闭时间内，使其不接受利用根据来自变压器的三次绕组的信号所得到的变压器复位脉冲信号进行的开关导通控制，停止开关元件1的开关动作。
文档编号H02M3/335GK1677825SQ200510063749
公开日2005年10月5日 申请日期2005年3月31日 优先权日2004年3月31日
发明者山下哲司 申请人:松下电器产业株式会社