专利名称：直流电源装置、控制方法以及压缩机驱动装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及将三相交流电源变换为直流，并降低流过三相交流电源的高次谐波电流、以求输入功率因数的改善的直流电源装置、控制方法以及使用该直流电源装置的压缩机驱动装置。
背景技术：
以往，在将三相交流电源变换为直流的直流电源装置中，为了改善高次谐波和功率因数，做出了很多在将三相交流电源的电流保持为正弦波状的同时而变换为直流的各种组合。特别是，采取了如下方式，其在数kHz到数十kHz的范围内驱动开关元件，高速控制流过开关元件的电流，追随成为目标的基准正弦波形。
例如，作为现有的直流电源装置，备有连接在三相交流电源的各相的电抗器、以及6对互相并联的开关元件和二极管对的全桥型结构，并与驱动电动机的逆变器电路组合。
以下，利用图22说明现有的直流电源装置。图22表示记载于专利文献1的现有例的电力变换装置的电路图。首先，说明主电路的构成和动作。三相交流电源1是商用的交流电源，通过电抗器(reactor)2U、2V、2W而与全桥型变换电路47相连接。变换电路47，由6个开关元件TR1至TR6，以及6个高速二极管FRD1至FRD6构成，以此进行由交流向直流的电力变换。电解电容器4，平滑变换电路47的输出。该平滑后的直流电压，通过逆变器电路24，而被再次变换为交流，并驱动交流电机48。
接下来，说明关于将三相交流电源的电流的输入功率因数保持为近似为1的正弦波的同时，恒定电压控制直流电压的动作。隔离器(isolator)29是将三相交流电源的线间电压，降至所希望的电压值，在与交流电源绝缘的状态下进行检测。通过变换器30，将检测出的线间电压，变换为成为流过各相的电流的基准的相电压。电压减法器31，取样电解电容器4的电压和直流电压基准32的差值。电压误差放大器33放大该差值。
另外，通过三个乘法器34至36，将电压误差放大器33的输出，与从变换器30输出的相电压相乘，而生成各相电流的目标值。另一方面，通过三个电流检测器37至39，检测流过各相的电流，通过三个减法器40至42，输出与各相电流的目标值的差值，通过三个电流误差放大器43至45将该差值放大。将该放大后的结果，传送到PWM控制电路46，在这里被PWM调制。
于是，基于该PWM调制后的信号，通过驱动控制开关元件TR1至TR6，使由电流检测器37至39检测出的流过各相的电流，与由3个乘法器34至36输出的各相电流的目标值一致。藉此，各相电流可被控制为具有近似于1的输入功率因数的正弦波电流，且直流电压可控制为恒定。
然而，在上述现有的直流电源装置的结构中，具有很多用于将交流变换为直流的开关元件，其控制也很复杂。另外，由于所使用的电抗器也有必要是具有良好高频性能的器件，因而存在成本变高的问题。另外，由于将开关元件以数kHz至数十kHz的高次谐波驱动，因此开关元件和高速二极管、电抗器等的损失较大，存在高频噪声的产生电平较高的问题。
专利文献特开平8-331860号公报。
发明内容
本发明正是解决所述以往的课题的技术，其目的在于降低驱动装置的高次谐波电流、改善输入功率因数。
为解决上述以往的课题，本发明的直流电源装置构成为在三相交流电源和备有6个二极管的桥式整流电路的交流输入端之间，在各相上连接电抗器，将串联连接了双方向性开关和电容器的电路，连接在桥式整流电路的各相的交流输入端和直流输出端之间。于是，进行如下动作基于各相电压的所定相位，通过将双方向性开关导通，而以商用频率交互地重复电容器的充电和放电。
藉此，能够使各相电流从各相的电压零交叉点开始上升，并能够形成正弦波状的电流波形。
依据本发明第一方面，提供一种直流电源装置，用于向负载供给直流，包括三相交流电源；桥式整流电路，其由6个二极管形成；电解电容器，其连接在所述桥式整流电路的直流输出端；电抗器，其连接在所述三相交流电源与所述桥式整流电路的各相的交流输入端之间；双方向性开关，其设于所述交流输入端和所述直流输出端之间；电容器，其与所述双方向性开关串联连接；相位检测模块，其检测所述三相交流电源的各相电压中的给定相位，并输出相位检测信号；双方向性开关控制模块，其基于所述相位检测信号而控制所述双方向性开关。
依据本发明第二方面，所述给定相位是电压零交叉点。
依据本发明第三方面，所述双方向性开关控制模块，基于所述电压零交叉点和表示所述双方向性开关导通的定时的导通时间指令，控制所述双方向性开关。
依据本发明第四方面，所述电容器，插接在所述各相的交流输入端和所述双方向性开关之间。
依据本发明第五方面，所述双方向性开关，一端与所述交流输入端连接，另一端通过公共的一个电容器与所述直流输出端连接。
依据本发明第六方面，进一步设有直流电压检测模块，其检测所述桥式整流电路的直流输出电压，并输出直流电压值；当所述直流电压值超过给定值时，或低于给定值时，所述双方向性开关控制模块，使所述双方向性开关断开。
依据本发明第七方面，进一步设有直流电压检测模块，其检测所述桥式整流电路的直流输出电压，并输出直流电压值；所述双方向性开关控制模块构成为基于所述电压零交叉点、所述直流电压值、以及给定的直流电压指令值，控制所述双方向性开关，以使所述直流电压值变得与所述直流电压指令值相等。
依据本发明第八方面，进一步设有负载电流检测模块，其检测流过所述负载的负载电流，并输出负载电流值；所述双方向性开关控制模块构成为基于所述电压零交叉点和所述负载电流值，控制所述双方向性开关。
依据本发明第九方面，进一步设有输入电流检测模块，其检测流过所述电抗器的输入电流，并输出输入电流值；所述双方向性开关控制模块构成为基于所述电压零交叉点和所述输入电流值，控制所述双方向性开关。
依据本发明第十方面，所述相位检测模块包括单相电压零交叉检测模块，其检测所述三相交流电源中的一相的电压零交叉点；两相电压零交叉运算模块，其根据由所述单相电压零交叉检测模块所检测出的电压零交叉点，计算其他两相的电压零交叉点。
依据本发明第十一方面，所述相位检测模块包括线间电压零交叉检测模块，其检测所述三相交流电源的任一线间电压零交叉点；以及三相电压零交叉运算模块，其根据所述线间电压零交叉点，计算各相的所述电压零交叉点。
依据本发明第十二方面，所述电抗器采用由一个铁芯和三个绕组组成的三相电抗器。
依据本发明第十三方面，所述电抗器采用随着流过电流的增加而电感降低的可饱和电抗器。
依据本发明第十四方面，提供一种压缩机驱动装置，包括将三相交流变换为直流的直流电源装置、以及将由所述直流电源装置变换后的直流变换为电压可变且频率可变的交流后向压缩机供给的逆变器装置。所述直流电源装置包括三相交流电源；桥式整流电路，其由6个二极管形成；电解电容器，其连接在所述桥式整流电路的直流输出端；电抗器，其连接在所述三相交流电源与所述桥式整流电路的各相的交流输入端之间；双方向性开关，其设于所述交流输入端和所述直流输出端之间；电容器，其与所述双方向性开关串联连接；相位检测模块，其检测所述三相交流电源的各相电压中的给定相位，并输出相位检测信号；双方向性开关控制模块，其基于所述相位检测信号而控制所述双方向性开关。
依据本发明第十五方面，所述双方向性开关控制模块构成为基于所述电压零交叉点和由所述逆变器装置设定的旋转数指令值，控制所述双方向性开关。
依据本发明第十六方面，进一步设有旋转数检测模块，其检测所述压缩机的旋转数；所述双方向性开关控制模块构成为基于所述电压零交叉点和所述检测出的旋转数，控制所述双方向性开关。
依据本发明第十七方面，提供一种直流电源装置的控制方法，用于控制直流电源装置。所述直流电源装置包括三相交流电源、由6个二极管形成的桥式整流电路、与所述桥式整流电路的直流输出端连接的电解电容器、以及连接在所述三相交流电源与所述桥式整流电路的各相的交流输入端之间的电抗器。所述控制方法，具有如下步骤检测所述三相交流电源的各相电压的给定相位；基于所检测出的相位，控制所述交流输入端与所述直流输出端之间的电流的通/断；通过电流的通/断而对电容进行充放电。
本发明的直流电源装置，通过使用了双方向性开关的简单结构，将三相交流电源的各相电流做成正弦波状，而降低高次谐波电流。与此同时，也可以改善输入功率因数。另外，双方向性开关的驱动频率较低，流过双方向性开关的电流仅仅是电容器的充放电电流。因此，与在高频动作的现有的全桥型变换电路相比，可以减少损失和噪音的发生。
进一步，由于电容器和三个双方向性开关串联连接，因而在双方向性开关短路等的情况下，电路内部也不会流过过电流，因此可以削减过电流检测电路和隔离电路之类的保护电路。在电容器采用一个的情况下，可以寻求小型化和轻量化。在直流输出电压成为异常电压的情况下，可以防止装置的破损。即使存在负载变动等外部干扰，也能够将直流电压值控制成与直流电压指令值相等，因此可以得到稳定的直流输出电压。根据负载电流的变动，控制来自三相交流电源的输入电流的增减，也可以让直流输出电压稳定。即使在由三相交流电源的不稳定性等引起的输入电流增减的情况下，也可以让直流输出电压稳定。另外，通过相位检测装置的简单化，低成本化成为可能。通过采用三相电抗器，装置全体的小型化和轻量化成为可能。若采用可饱和电抗器，可以防止重负载时的直流输出电压的降低，电抗器的小型化和轻量化成为可能。
图1是本发明的第一实施方式的直流电源装置的框图。
图2是本发明的第一实施方式的电容器7U充电开始时的说明图。
图3是本发明的第一实施方式的电容器7U充电结束时的说明图。
图4是本发明的第一实施方式的电容器7W放电开始时的说明图。
图5是本发明的第一实施方式的电容器7W放电结束时的说明图。
图6是本发明的第一实施方式的电容器7W放电结束后V相电流转流时的说明图。
图7是本发明的第一实施方式的各相电压和双方向性开关动作时序图。
图8是本发明的第一实施方式的U相电压和V相电压的波形图。
图9是使用三相变压器的零交叉检测部的结构图。
图10是使用单相电压零交叉检测部的零交叉检测部的结构图。
图11是使用线间电压零交叉检测部的零交叉检测部的结构图。
图12是本发明的第二实施方式的直流电源装置的框图。
图13是本发明的第二实施方式的U相电压和电容器电流的波形图。
图14是本发明的第三实施方式的直流电源装置的框图。
图15是本发明的第四实施方式的直流电源装置的框图。
图16是本发明的第五实施方式的直流电源装置的框图。
图17是本发明的第六实施方式的直流电源装置的框图。
图18是本发明的第七实施方式的直流电源装置的框图。
图19是本发明的第八实施方式的直流电源装置的框图。
图20是本发明的第九实施方式的直流电源装置的框图。
图21是本发明的第十实施方式的直流电源装置的框图。
图22是使用以往的直流电源装置的电动机驱动装置的框图。
图中1-三相交流电源，2U、2V、2W-电抗器，3-全桥型整流电路，3U、3V、3W、3X、3Y、3Z-二极管，4-电解电容器，5-负载，6U、6V、6W-双方向性开关，7U、7V、7W-电容器，8-零交叉检测部，9-双方向性开关控制部，21-直流电压检测部，22-负载电流检测部，23-输入电流检测部，24-逆变器电路，25-逆变器控制部，26-压缩机，27-旋转数检测部，28-电容器。
具体实施例方式
以下，参照
本发明的实施方式，但对于与以往例相同的结构附加相同的符号并省略其详细说明。另外，在实施方式中展开的说明，均为将本发明具体化的例子，本发明并不限于这些例子。另外，实施方式中所记述的数字，均是用以具体地说明本发明的例示性数字。本发明并不限于这些数字。
(第一实施方式)图1是本发明的第一实施方式的直流电源装置的框图。
在图1中，三相交流电源1的U、V、W的各相，通过各电抗器2U、2V、2W，连接在由二极管3U、3V、3W、3X、3Y、3Z构成的桥式整流电路3的各交流输入端3A、3B、3C。电解电容器4连接在桥式整流电路3的正直流输出端3D和负直流输出端3E之间。负载5与电解电容器4并联连接。将各双方向性开关6U、6V、6W的一端全部连接在桥式整流电路3的负直流输出端3E，将它们的另一端分别连接在7U、7V、7W。
这些电容器7U、7V、7W的另一端子分别连接在整流电路3的交流输入端3A、3B、3C。另外，零交叉检测部8，检测三相交流电源1的各相电压的电压零交叉点，并分别输出表示电压零交叉点的零交叉信号PU、PV、PW。双方向性开关控制部9，基于其检测出的各零交叉信号PU、PV、PW，而生成各相的导通时间指令GU、GV、GW，控制各双方向性开关6U、6V、6W。导通时间指令GU、GV、GW表示各双方向性开关导通的定时。
零交叉检测部8和零交叉信号PU、PV、PW，分别是相位检测部8和相位信号PU、PV、PW的一个实施例。相位检测部8，检测三相交流电源1的各相电压的给定相位，并分别输出相位检测信号PU、PV、PW。双方向性开关控制部9，基于该所检测到的相位检测信号PU、PV、PW，生成各相的导通时间指令GU、GV、GW，以控制各双方向性开关6U、6V、6W。作为给定相位，除了各相电压的零交叉外，还可以选择90°、270°等容易检测的相位。给定相位和导通时间指令GU、GV、GW的动作定时，可根据给定的延迟时间而变更。
以后，在所有的实施方式中，相位检测部8和相位检测信号PU、PV、PW分别作为零交叉检测部8和零交叉信号PU、PV、PW而说明。
在以上的结构中，三相交流电源1的U、V、W的各相电压VU、VV、VW以及流过各电抗器2U、2V、2W的各相输入电流IU、IV、IW，通过各电抗器2U、2V、2W，而作用于整流电路3之间。以下利用图2至图7，说明其动作、作用。这里，为了容易地作说明，假定各电容器7U、7V、7W，反复地进行从零伏到给定电压VDC1的充放电。假定各电容器7U、7V的初期电压值是零伏，电容器7W的初期电压值是VDC1。假定三相交流电源1的初期相位，是U相的上升沿电压零交叉点的相位。三相交流电源1的基于U相电压VU的U相输入电流IU，以流过各相的状况为中心而说明，忽略基于V相电压VV的V相输入电流IV、以及基于W相电压VW的W相输入电流IW对各相的贡献。
图2至图6，表示从三相交流电源1流向桥式整流电路3的U相输入电流IU，随时间而变化的情况。图7表示从U相电压VU的上升沿电压零交叉点开始的一周期中各相电压VU、VV、VW和各导通时间指令GU、GV、GW的时序的关系。
首先在时刻T1，零点检测部8，检测三相交流电源1的U相的上升沿电压零交叉点。双方向性开关控制部9，生成导通时间指令GU，控制双方向性开关6U，该导通时间指令GU仅在从该U相的上升沿电压零交叉点到开关动作时间DT之间成为动作状态电平。也就是说，仅在从上升沿电压零交叉点到开关动作时间DT之间，双方向性开关6U被置于接通。此时，如图2的箭头所示，电容器7U的充电电流的流向是从三相交流电源1的U相出发，经过电抗器2U，对电容器7U充电后，经过二极管3Y和电抗器2V，而返回三相交流电源1的V相。
接着，在开关动作时间DT后的时刻T2，电容器7U被充电至VDC1，双方向性开关6U被置于断开，但流经电抗器2U、2V的U相输入电流IU和V相输入电流IV连续流过。因此，如图3的箭头所示，U相输入电流IU，从U相出发，通过电抗器2U、二极管3U而对电解电容器4充电后，通过二极管3Y、电抗器2V而返回V相。
其后，在时刻T3，零交叉检测部8，检测W相的下降沿电压零交叉点。双方向性开关控制部9，生成导通时间指令GW，控制双方向性开关6W，所述开关控制信号GW仅在从该W相的零交叉点到开关动作时间DT之间成为动作状态电平。此时，图4的U相输入电流IU，如箭头所示，从被充电至VDC1的电容器7W出发，通过电抗器2W；从三相交流电源1的U相出发，经过电抗器2U、二极管3U，向电解电容器4放电的放电电流被叠加其上。此时，U相输入电流IU继续增加。
在开关动作时间DT后的时刻T4，电容器7W的电压成为零伏。若双方向性开关6W处于ON，则如图5的箭头所示，在V相输入电流IV和W相输入电流IW与U相输入电流IU成为极性相反的期间，这之前流过电抗器2U的U相输入电流IU，通过二极管3U对电解电容器4充电，并分流到二极管3Y和电抗器2V、以及二极管3Z和电抗器2W的两个系统，并经过三相交流电源1，返回到电抗器2U。在其后的时刻T5，若V相输入电流IV与U相输入电流IU成为相同极性，则如图6所示流过电抗器2U的U相输入电流IU，通过二极管3U对电解电容器4充电，通过二极管3Z和电抗器2W，经过三相交流电源1，返回到电抗器2U。U相输入电流IU，继续单调地减少，直至时刻T6，电流值成为零。
虽然像上面那样着眼于U相输入电压IU并对其动作进行了说明，但是其他相电流的行为也是同样的。各相输入电流IU、IV、IW，从各相的电压零交叉点开始流动，并继续增加至各相电压VU、VV、VW达到峰值，其后，随着各相电压VU、VV、VW的降低而减小。藉此，该各相输入电流IU、IV、IW的波形，成为其相位与各相输入电压VU、VV、VW的波形的相位相等的正弦波，可以降低高次谐波的电流，并改善输入功率因数。另外，如图7所示，在各导通时间指令GU、GV、GW的开关动作时间DT之间，各相电容器7U、7V、7W，在各相电压VU、VV、VW的正半周期内并充电至电压VDC1，在负半周期内被放电至零伏。
另外，在第一实施方式中，由于电容器7U、7V、7W与连接在各相的双方向性开关6U、6V、6W的各个串联连接着，因此，即使在各双方向性开关6U、6V、6W产生误动作和短路故障的情况下，直流电源装置的内部也不会流过过大的电流。因此，可以削减过电流检测电路、在产生过大的电流的情况下动作的隔离电路等保护电路。
图8表示在将三相交流电源1的线间电压做成200V、将各电抗器2U、2V、2W的电感做成8mH，将各电容器7U、7V、7W的电容做成100μF，将电解电容器4的电容做成4.7mF，将开关动作时间DT做成2ms，并连接12.9Ω的电阻作为负载5的情况下，U相输入电压VU和U相输入电流IU的仿真波形。此时，电解电容器4的两端电压是271V，输入功率是6kW，输入功率因数是99.8％，U相输入电流的IU的畸变率是5.1％。输入功率因数大约近似于1，且电流波形的畸变非常小，由此可见，第一实施方式的高次谐波降低和输入功率因数改善的效果大。
另外，虽然在第一实施方式中，各双方向性开关6U、6V、6W的一端被统一连接在桥式整流电路3的负电流输出端3E，但即使接在正电流输出端3D也能得到同样的效果。因此，当然，即使将电容器7U、7V、7W和双方向性开关6U、6V、6W各自替换，也能得到同样的效果。
另外，在第一实施方式中，在各相的电压零交叉点的时刻，开始各双方向性开关6U、6V、6W的接通动作。可是，在各电抗器2U、2V、2W的电感较大的情况下以及高负载时，各相输入电流IU、IV、IW存在成为负功率因数的情况。此时，在各双方向性开关6U、6V、6W处于接通时，存在没有成为零电流开关的问题。为了避免这种情况，也可以构成双方向性开关控制部9，以使各双方向性开关6U、6V、6W处于接通动作的时刻，仅相对于电压零交叉点延迟给定的延迟时间。
另外，在第一实施方式中，将电压零交叉点作为起点，经过给定的延迟时间后，开始各双方向性开关6U、6V、6W的接通动作，仅在开关动作时间DT处于接通动作状态。但是，也可以将电压零交叉点作为起点，首先决定接通动作停止的时刻，将双方向性开关控制部9构成为仅将时间向后返开关动作时间DT而开始接通动作。通过这种结构，也可以控制从电压零交叉点到接通动作开始的延迟时间。
图9是表示零交叉检测部8的具体例的电路图。如图9所示，由三相变压器10，其将初级、次级侧均为星形接线，以便可以在绝缘的基础上进行降压后检测将各相电压VU、VV、VW；以及各零交叉比较器11U、11V、11W构成。
与此相反，也可以如图10所示，由单相电压零交叉检测部12和两相电压零交叉运算部13构成。单相电压零交叉检测部12检测三相交流电源1中任一相电压的零交叉点。两相电压零交叉运算部13，根据所检测出的一相的电压零交叉点，计算其他两相的电压零交叉点。
这里，单相电压零交叉检测部12，含有各分压电阻14U、14V、14W，光电耦合器15，上拉电阻16和延迟电路17。各分压电阻14U、14V、14W，由三相交流电源1的各相U、V、W而得到假设中性点。至于光电耦合器15，其初级侧与分压电阻14U串联连接，在分压电阻14流过给定电流以上的电流的情况下，次级侧的晶体管导通，由此产生将U相电压的电压零交叉点作为中心的零交叉脉冲。延迟电路17，按照使零交叉脉冲的电压开始下降变化的时刻与电压零交叉一致的方式延迟给定的时间后进行传送。
于是，两相电压零交叉运算部13，根据由单相电压零交叉检测部12所检测出U相的电压零交叉点的周期，计算三相交流电源1的频率，并根据该频率计算相对于相位角120°的时间DTS1。于是，将比U相电压零交叉点仅滞后DTS1的脉冲作为V相的电压零交叉点，进一步将仅滞后DTS1的脉冲作为W相的电压零交叉点，并将表示这些各相的电压零交叉点的各零交叉信号PU、PV、PW，输出到双方向性开关控制部9。
通过以图10的方式构成如上的零交叉检测部8，不需要用于与三相交流电源1绝缘而检测各相电压的三相变压器10，即可以检测电压零交叉点，并可实现小型化和低成本化。
另外，在图10中，通过延迟电路17而将光电耦合器15的输出延迟。但是，也可以按接通各双方向性开关6U、6V、6W的动作的定时进行延迟。此时，也可以省略延迟电路17，而将光电耦合器15的初级侧晶体管电压的输出，作为单相电压零交叉检测部12的输出而使用。
进一步如图11所示，也可以利用检测三相交流电源1的U-V间的线间电压的零交叉点的线间电压零交叉检测部18、和根据U-V间的线间电压零交叉点计算三相的各相电压零交叉点的三相电压零交叉运算部19，构成零交叉检测部8。
这里，线间零交叉检测部18，由连接在三相交流电源1的U-V间的检测电阻20、光电耦合器15和上拉电阻16构成。至于光电耦合器15，其初级侧与检测电阻20串联连接，在检测电阻20中流过给定电流以上的电流的情况下，通过使次级侧的晶体管导通，而生成将U-V间的线间电压的电压零交叉点作为中心的零交叉脉冲。
三相电压零交叉运算部19，通过输出光电耦合器15以线间电压零交叉点为中心的零交叉脉冲，并根据该零交叉脉冲的宽度，首先将该中心点作为U-V间的线间电压零交叉点。
接下来，根据该零交叉脉冲的周期计算三相交流电源1的频率，并根据该频率，计算相当于相位角120°的时间DTS1和相当于相位角30°的时间DTS2。进而，将仅比U-V间的线间电压零交叉点滞后DTS2的时点作为U相的电压零交叉点，将比该点进一步滞后DTS1的时点作为V相的电压零交叉点，将又进一步滞后DTS1的时点作为W相的电压零交叉点，而输出到双方向性开关控制部9。
以上，通过以图11的方式而构成零交叉检测部8，不需要用于与三相交流电源1绝缘而检测各相电压的三相变压器10，即能够检测电压零交叉点。虽然三相电压零交叉运算部19中的处理是复杂的，但是相比于图10，可进一步做得小型化和低成本化。
另外，在这种情况下，也具有如下有利点，即也可以根据电路特性，任意设定从电压零交叉点到各双方向性开关6U、6V、6W处于接通动作的延迟时间。
另外，虽然在第一实施方式中使用三个电抗器2U、2V、2W，但是也可以使用具有将此做成一个铁芯而在三个边上设置绕组的结构的三相电抗器。三相电抗器，因其利用各相的电流总和为零这一特性，因而相比于使用3个单相电抗器的情况，具有为得到等同的电感而其铁芯使用量较少即可实现的优点，可有效地实现装置全体的小型化和轻量化。
在第一实施方式中，用图2至图7进行了说明，由于在对各双方向性开关6U、6V、6W的各电容器7U、7V、7W进行间断的充放电，因此各电抗器2U、2V、2W的两端电压没有成为正弦波。可是来自三相交流电源1的输入电流成为正弦波，也没有流过零相电流的路径，但由于其总和通常为零，因此三相电抗器可以适用。
另外，在第一实施方式中，各电抗器2U、2V、2W的电感特性并没有特别规定。这里，也可以将该电感特性设定成从超过给定电流值的点而电感降低，而将各电抗器2U、2V、2W用作所谓的可饱和电抗器。
此时，在重负载时三相交流电源1的电压降低的情况下，能够防止由于各电抗器2U、2V、2W的电压下降而引起的直流输出电压的下降。与此同时，在直流输出电压下降的同时，虽然产生输入电流和电源电压的相位偏差，但也能够防止由此引起的功率因数的降低。
(第二实施方式)图12是本发明的第二实施方式的直流电源装置的框图。
图12相对于第一实施方式的直流电源装置的框图，将电容器7U、7V、7W的配置，分别替换为双方向性开关6U、6V、6W，而成为集成为一个电容器28的结构。
在第二实施方式中，相对于第一实施方式，对于各双方向性开关6U、6V、6W的接通动作的控制及其定时、以及流过各双方向性开关6U、6V、6W和桥式直流电路3的电流是相同的，有关输入功率因数的改善和高次谐波的降低效果也是等同的。不同之处在于做成在第一实施方式中所流过各电容器7U、7V、7W的电流全部流过电容器28的结构，在电容器28中流过充电电流的相与从电容器28流出放电电流的相是不同的。
以下用图说明上述的不同点。图13表示U相的电压VU和流过电容器28的电流IC。按照图13所示，在第一实施方式中，流经各电容器7U、7V、7W的电流，在电源频率的每个正负半周期，交互地反复进行充电和放电，相反，在第二实施方式中，流经电容器28的电流，成为相当于电源频率的3倍频率的电流流过的情况。
另外，靠U相的充电电流而充电的电容器28，借助U相的双方向性开关6U接通，通过然后接通的双方向性开关6W，而以在W相流过W相放电电流的方式而动作。于是，在由V相流过V相充电电流后于U相流过U相放电电流，接着在由W相流过W相充电电流后于V相流过V相放电电流，而完成一个周期的动作。这样，与第一实施方式不同，在第二实施方式中，流过充电电流的相与将该充电后的电荷作为放电电流而流过的相不同。
如此，在第二实施方式中，相比于第一实施方式的各电容器7U、7V、7W，有必要将电容器28的电流容量做得较大，虽然不能削减如第一实施方式的防止各双方向性开关6U、6V、6W的过大电流的保护电路，但是由于能够削减两个电容器，因此对于小型化优先的情况是有效的。
另外，在第二实施方式中，虽然做成将电容器28与桥式整流电路3的负直流输出端3E连接的结构，但即使连接在正直流输出端3D也能得到同样的效果。
(第三实施方式)图14是本发明的第三实施方式的直流电源输出装置的框图。
图14相对于图1的第一实施方式的直流电源装置的框图，设有检测电解电容器4的两端的直流输出电压的直流电压检测部21、以及检测所检测出的直流电压值的异常的电压异常检测部51。
第三实施方式的通常的动作，与第一实施方式相同，通过双方向性开关控制部9而控制双方向性开关6U、6V、6W，并在改善输入功率因数且降低高次谐波电流的同时，将直流电力供给到负载5。
这里，有可能，因负载5的急变或双方向性开关控制部9的误动作等，而引起直流输出电压的异常上升和异常下降。不同的在于在第三实施方式中，在这种情况下，利用直流电压异常检测部51，检测由直流电压检测部21所检测出的直流电压值的异常，并利用双方向性开关控制部9让各双方向性开关6U、6V、6W断开。通过以这种方式在直流输出电压异常时停止装置的动作，而能够防止装置的破坏。
(第四实施方式)图15是本发明的第四实施方式的直流电源输出装置的框图。
图15相对于图1的第一实施方式的直流电源装置的框图，成为如下结构设有检测电解电容器4的两端的直流输出电压的直流电压检测部21、以及设定直流电压指令值DCT的直流电压指令部50，并在双方向性开关控制部9中输入由零交叉检测部8所检测出的各相的零交叉信号PU、PV、PW、由直流电压检测部21所检测出的直流电压值DC、以及由直流电压指令部50所设定的直流电压指令值DTC。
以下，说明该动作。在第四实施方式中，从各相的电压零交叉点，开始对应的各双方向性开关6U、6V、6W的接通动作，这一点与第一实施方式相同。但是，不同点在于在第四实施方式中，其开关动作时间DT并不固定，且由直流电压检测部21所检测出的直流电压值DC被可变控制为与由直流电压指令部50所设定的直流电压指令值DCT一致。
也就是说，进行动作，以便在所检测出的直流电压值DC低于直流电压指令值DCT的情况下延长双方向性开关6U、6V、6W的开关动作时间DT，相反在高于直流电压指令值DCT的情况下而缩短之。通过双方向性开关控制部9以如此方式动作，能够发挥改善输入功率因数和降低高次谐波的效果，并且即使对于负载5的变动和三相交流电源1的电压变动，也能够稳定地控制桥式整流电路3的直流输出电压。
另外，虽然可以将第四实施方式的直流电压指令值DCT设为给定值，但是也可以设定为可变值，当然也可以做成根据来自直流电源装置外部的指令而可变控制桥式整流电路3的直流输出电压的方式。
(第五实施方式)图16是本发明的第五实施方式的直流电源输出装置的框图。
图16相对于图1的第一实施方式的直流电源装置的框图，成为如下结构设有检测流过负载5的电流的负载电流检测部22，并在双方向性开关控制部9中输入由零交叉检测部8所检测出的各相零交叉信号PU、PV、PW、以及由负载电流检测部22所检测出的负载电流值IR。
以下，说明该动作。在第五实施方式中，从各相的电压零交叉点，开始对应的各双方向性开关6U、6V、6W的接通动作，这一点与第一实施方式相同。但是，不同点为在于在第五实施方式中，其开关动作时间DT并不固定，根据由负载电流检测部22所检测出的负载电流值IR而可变控制。
也就是说，进行动作，以便在所检测出的负载电流值IR较高的情况下延长双方向性开关6U、6V、6W的开关动作时间DT，相反在所检测出的负载电流值IR较低的情况下而缩短之。通过双方向性开关控制部9以如此方式动作，能够发挥根据负载5的变动而改善输入功率因数和降低高次谐波的效果，并且能够控制输入电流。
(第六实施方式)图17是本发明的第六实施方式的直流电源输出装置的框图。
图17相对于图1的第一实施方式的直流电源装置的框图，成为如下结构设有检测流过三相交流电源1的输入电流的输入电流检测部23，并在双方向性开关控制部9中输入由零交叉检测部8所检测出的各相零交叉信号PU、PV、PW、以及由输入电流检测部23所检测出的输入电流值IF。
以下，说明该动作。在第六实施方式中，从各相的电压零交叉点，开始对应的各双方向性开关6U、6V、6W的接通动作，这一点与第一实施方式相同。但是，不同点在于在第六实施方式中，其开关动作时间DT并不固定，根据由输入电流检测部23所检测出的输入电流值IF而可变控制。
也就是说，进行动作，以便在所检测出的输入电流值IF较高的情况下延长双方向性开关6U、6V、6W的开关动作时间DT，相反在所检测出的输入电流值IF较低的情况下而缩短之。通过双方向性开关控制部9以如此方式动作，能够发挥基于与负载5的变动相对应的输入电流的变化，而改善输入功率因数和降低高次谐波的效果，并且能够控制输入电流。
另外，在图17中，做成仅检测三相交流电源1的一相的电流的结构，这是因为流过各相的电流大致相等。但是，在考虑由三相交流电源1的结构不平衡而引起各相电流不均衡问题的情况，或者也兼作为过电流检测的情况等，也可以构成为检测两相或者三相的电流的方式。
(第七实施方式)图18是本发明的第七实施方式的压缩机驱动装置的框图。
图18成为如下结构设有逆变器电路24、逆变器控制部25和由逆变器电路24驱动的压缩机26，替代第一实施方式直流电源装置的负载5。逆变器电路24和逆变器控制部25总称为逆变器装置。逆变器装置，将由直流电源装置所变换的直流，变换为电压可变、频率可变的交流，而供给到压缩机26。
第七实施方式中将三相交流电源1的交流电力变换为直流电力的动作，同第一实施方式一样。通过双方向性开关控制部9，控制各双方向性开关6U、6V、6W，改善输入功率因数并降低高次谐波电流，同时将直流电力供给到逆变器电路24。逆变器电路24，通过逆变器控制部25，将直流变换为交流，而驱动压缩机26。
另外，第七实施方式中，同样将如第二实施方式的三个电容器7U、7V、7W集成为一个电容器28，因此也能够寻求装置整体的小型化和轻量化。
(第八实施方式)图19是本发明的第八实施方式的压缩机驱动装置的框图。
图19相对于第七实施方式的压缩机驱动装置的框图，成为从逆变器控制部25输出旋转数指令值RT到双方向性开关控制部9的结构。
在第八实施方式中，将三相交流电源1的交流电力变换为直流电力的动作，是从各相的电压零交叉点而开始对应的各双方向性开关6U、6V、6W的接通动作，这一点与第一实施方式相同。但是，不同点在于在第八实施方式中，其开关动作时间DT并不固定，根据从逆变器控制部25输出到双方向性开关控制部9的旋转数指令值RT，而可变地控制开关动作时间DT。也就是说，进行动作，以便在提供到双方向性开关控制部9的旋转数指令值RT较高的情况下延长双方向性开关6U、6V、6W的开关动作时间DT，相反在提供到双方向性开关控制部9的旋转数指令值RT较低的情况下而缩短之。
通过双方向性开关控制部9以如此方式动作，能够发挥根据逆变器电路24的负载变动而改善输入功率因数和降低高次谐波的效果，并且能够控制输入电流。
(第九实施方式)图20是本发明的第九实施方式的压缩机驱动装置的框图。
图20相对于第七实施方式的压缩机驱动装置的框图，成为设有检测压缩机26的旋转数NR的旋转数检测部27的结构。
在第九实施方式中，将三相交流电源1的交流电力变换为直流电力的动作，是从各相的电压零交叉点而开始对应的各双方向性开关6U、6V、6W的接通动作，这一点与第一实施方式相同。但是，不同点在于在第九实施方式中，其开关动作时间DT并不固定，根据由旋转数检测部27所检测的压缩机26的旋转数NR而可变地控制。
也就是说，进行动作，以便在提供到双方向性开关控制部9的旋转数NR较高的情况下延长双方向性开关6U、6V、6W的开关动作时间DT，相反在提供到双方向性开关控制部9的旋转数NR较低的情况下而缩短之。
通过双方向性开关控制部9以如此方式动作，能够发挥根据逆变器电路24的负载变动而改善输入功率因数和降低高次谐波的效果，并且能够控制输入电流。
(第十实施方式)
图21是本发明的第十实施方式的压缩机驱动装置的框图。
图21相对于第七实施方式的压缩机驱动装置的框图，同第四实施方式一样，成为设有直流电压检测部21和直流电压指令部50的结构。
在第十实施方式中，从各相的电压零交叉点，开始对应的各双方向性开关6U、6V、6W的接通动作，这一点与第一实施方式相同。但是，不同点在于在第十实施方式中，其开关动作时间DT并不固定，是以由直流电压检测部21所检测出的直流电压值DC与由直流电压指令部50所设定的直流电压指令值DCT一致的方式而可变控制。
也就是说，进行动作，以便在由直流电压检测部21所检测出的直流电压值DC低于直流电压指令值DCT的情况下延长双方向性开关6U、6V、6W的开关动作时间DT，相反在高于直流电压指令值DCT情况下而缩短之。
通过双方向性开关控制部9以如此方式动作，能够发挥改善输入功率因数和降低高次谐波的效果，即使对于逆变器电路24的负载变动或者三相交流电源1的电压变动的情况，也能够稳定地控制桥式整流电路3的直流输出电压。
另外，虽然第十实施方式的直流电压指令值DCT成为图21中被预先输入到双方向性开关控制部9的形式，但是该直流电压指令值DCT可以是给定值，也可以是可变的值。例如也可以以通过逆变器控制部25而赋予的形式构成。在这种情况下，根据压缩机26的旋转数或逆变器电路24的占空比(on-duty)等，确定最合适的直流输出电压作为直流电压指令值DCT，而可以使压缩机驱动装置高效率地运转。
这样，由于本发明所涉及的直流电源装置能够降低三相交流电源的高次谐波电流和改善输入功率因数，因此能够作为可以可变控制输出电压的直流电源装置而用于电镀用整流器等。另外，本发明所涉及的压缩机驱动装置，也可以用于空调和冰箱等使用压缩机的家电机器。
权利要求
1.一种直流电源装置，用于向负载供给直流，包括三相交流电源；桥式整流电路，其由6个二极管形成；电解电容器，其连接在所述桥式整流电路的直流输出端；电抗器，其连接在所述三相交流电源与所述桥式整流电路的各相的交流输入端之间；双方向性开关，其设于所述交流输入端和所述直流输出端之间；电容器，其与所述双方向性开关串联连接；相位检测模块，其检测所述三相交流电源的各相电压中的给定相位，并输出相位检测信号；双方向性开关控制模块，其基于所述相位检测信号而控制所述双方向性开关。
2.根据权利要求1所述的直流电源装置，其特征在于，所述给定相位是电压零交叉点。
3.根据权利要求1所述的直流电源装置，其特征在于，所述双方向性开关控制模块，基于所述电压零交叉点和表示所述双方向性开关导通的定时的导通时间指令，控制所述双方向性开关。
4.根据权利要求1所述的直流电源装置，其特征在于，所述电容器，插接在所述各相的交流输入端和所述双方向性开关之间。
5.根据权利要求1所述的直流电源装置，其特征在于，所述双方向性开关，一端与所述交流输入端连接，另一端通过公共公共的一个电容器与所述直流输出端连接。
6.根据权利要求2～5中任一项所述的直流电源装置，其特征在于，进一步设有直流电压检测模块，其检测所述桥式整流电路的直流输出电压，并输出直流电压值；当所述直流电压值超过给定值时，或低于给定值时，所述双方向性开关控制模块，使所述双方向性开关断开。
7.根据权利要求2～5中任一项所述的直流电源装置，其特征在于，进一步设有直流电压检测模块，其检测所述桥式整流电路的直流输出电压，并输出直流电压值；所述双方向性开关控制模块构成为基于所述电压零交叉点、所述直流电压值、以及给定的直流电压指令值，控制所述双方向性开关，以使所述直流电压值变得与所述直流电压指令值相等。
8.根据权利要求2～5中任一项所述的直流电源装置，其特征在于，进一步设有负载电流检测模块，其检测流过所述负载的负载电流，并输出负载电流值；所述双方向性开关控制模块构成为基于所述电压零交叉点和所述负载电流值，控制所述双方向性开关。
9.根据权利要求2～5中任一项所述的直流电源装置，其特征在于，进一步设有输入电流检测模块，其检测流过所述电抗器的输入电流，并输出输入电流值；所述双方向性开关控制模块构成为基于所述电压零交叉点和所述输入电流值，控制所述双方向性开关。
10.根据权利要求2～5中任一项所述的直流电源装置，其特征在于，所述相位检测模块包括单相电压零交叉检测模块，其检测所述三相交流电源中的一相的电压零交叉点；两相电压零交叉运算模块，其根据由所述单相电压零交叉检测模块所检测出的电压零交叉点，计算其他两相的电压零交叉点。
11.根据权利要求2～5中任一项所述的直流电源装置，其特征在于，所述相位检测模块包括线间电压零交叉检测模块，其检测所述三相交流电源的任一线间电压零交叉点；以及三相电压零交叉运算模块，其根据所述线间电压零交叉点，计算各相的所述电压零交叉点。
12.根据权利要求2～5中任一项所述的直流电源装置，其特征在于，所述电抗器采用由一个铁芯和三个绕组组成的三相电抗器。
13.根据权利要求2～5中任一项所述的直流电源装置，其特征在于，所述电抗器采用随着流过电流的增加而电感降低的可饱和电抗器。
14.一种压缩机驱动装置，包括将三相交流变换为直流的直流电源装置、以及将由所述直流电源装置变换后的直流变换为电压可变且频率可变的交流后向压缩机供给的逆变器装置，所述直流电源装置包括三相交流电源；桥式整流电路，其由6个二极管形成；电解电容器，其连接在所述桥式整流电路的直流输出端；电抗器，其连接在所述三相交流电源与所述桥式整流电路的各相的交流输入端之间；双方向性开关，其设于所述交流输入端和所述直流输出端之间；电容器，其与所述双方向性开关串联连接；相位检测模块，其检测所述三相交流电源的各相电压中的给定相位，并输出相位检测信号；双方向性开关控制模块，其基于所述相位检测信号而控制所述双方向性开关。
15.根据权利要求14所述的压缩机驱动装置，其特征在于，所述给定相位是电压零交叉点。
16.根据权利要求14所述的压缩机驱动装置，其特征在于，所述双方向性开关控制模块，基于所述电压零交叉点和表示所述双方向性开关导通的定时的导通时间指令，控制所述双方向性开关。
17.根据权利要求14所述的压缩机驱动装置，其特征在于，所述电容器插接在所述各相的交流输入端和所述双方向性开关之间。
18.根据权利要求14所述的压缩机驱动装置，其特征在于，所述双方向性开关，一端与所述交流输入端连接，另一端通过公共的一个电容器与所述直流输出端连接。
19.根据权利要求15～18中任一项所述的压缩机驱动装置，其特征在于，进一步设有直流电压检测模块，其检测所述桥式整流电路的直流输出电压，并输出直流电压值；当所述直流电压值超过给定值时，或低于给定值时，所述双方向性开关控制模块，使所述双方向性开关断开。
20.根据权利要求15～18中任一项所述的压缩机驱动装置，其特征在于，所述双方向性开关控制模块构成为基于所述电压零交叉点和由所述逆变器装置设定的旋转数指令值，控制所述双方向性开关。
21.根据权利要求15～18中任一项所述的压缩机驱动装置，其特征在于，进一步设有旋转数检测模块，其检测所述压缩机的旋转数；所述双方向性开关控制模块构成为基于所述电压零交叉点和所述检测出的旋转数，控制所述双方向性开关。
22.根据权利要求15～18中任一项所述的压缩机驱动装置，其特征在于，进一步设有直流电压检测模块，其检测所述桥式整流电路的直流输出电压，并输出直流电压值；所述双方向性开关控制模块构成为基于所述电压零交叉点、所述直流电压值、以及给定的直流电压指令值，控制所述双方向性开关，以使所述直流电压值变得与所述直流电压指令值相等。
23.根据权利要求15～18中任一项所述的压缩机驱动装置，其特征在于，所述相位检测模块包括单相电压零交叉检测模块，其检测所述三相交流电源中的一相的电压零交叉点；两相电压零交叉运算模块，其根据由所述单相电压零交叉检测模块所检测出的电压零交叉点，计算其他两相的电压零交叉点。
24.根据权利要求15～18中任一项所述的压缩机驱动装置，其特征在于，所述相位检测模块包括线间电压零交叉检测模块，其检测所述三相交流电源的任一线间电压零交叉点；以及三相电压零交叉运算模块，其根据所述线间电压零交叉点，计算各相的所述电压零交叉点。
25.根据权利要求15～18中任一项所述的压缩机驱动装置，其特征在于，所述电抗器采用由一个铁芯和三个绕组组成的三相电抗器。
26.根据权利要求15～18中任一项所述的压缩机驱动装置，其特征在于，所述电抗器采用随着流过电流的增加而电感降低的可饱和电抗器。
27.一种直流电源装置的控制方法，用于控制直流电源装置，所述直流电源装置包括三相交流电源、由6个二极管形成的桥式整流电路、与所述桥式整流电路的直流输出端连接的电解电容器、以及连接在所述三相交流电源与所述桥式整流电路的各相的交流输入端之间的电抗器，所述控制方法，具有如下步骤检测所述三相交流电源的各相电压的给定相位；基于所检测出的相位，控制所述交流输入端与所述直流输出端之间的电流的通/断；通过电流的通/断而对电容进行充放电。
全文摘要
提供一种直流电源装置以及采用该直流电源装置的压缩机驱动装置，该直流电源装置包括三相交流电源、电抗器、桥式整流电路、电解电容器、双方向性开关、电容器、检测各相电压的给定相位的相位检测部、双方向性开关控制部，通过在三相交流电源的各相电压的每个半周期使双方向性开关接通/断开，而经由电抗器交互地重复电容器的充电和放电，可以降低高次谐波电流，并改善输入功率因数。从而，通过简单的电路结构，实现降低高次谐波电流的降低和输入功率因数的改善。
文档编号H02M1/12GK1753294SQ20051010635
公开日2006年3月29日 申请日期2005年9月22日 优先权日2004年9月22日
发明者武田芳彦, 前田志朗 申请人:松下电器产业株式会社