专利名称：用于非连续模式功率因数控制转换器的切换控制电路的制作方法
技术领域：
本实用新型涉及功率因数控制，并且尤其涉及一种以非连续模式进行功率因数控制的控制电路。
背景技术：
大多功率因数校正技术都是使用一升压拓扑，其以连续或不连续的电感电流模式运作，并且以固定或可变的切换频率运作。由于以固定的切换频率运作的连续电感电流模式的峰值电流较低，所以将其用于功率较高的应用。对于功率较低的应用，以可变的切换频率运作的不连续电感电流模式则具有若干优点，其中包括电感器尺寸较小、成本较低、电路系统较简单，且具有零电流切换(ZCS)。
图1说明了一现有的功率因数控制转换器，其中一切换信号VG连接到晶体管10，以切换一电感器20并控制一输入电流IIN。所述功率因数控制转换器的输入电流IAC受到控制，以实现较低的电流谐波失真。
图2A和2B说明了输入电流波形IAC和IIN，依据输入电压VAC和VIN用于现有功率因数控制转换器。功率因数控制控制器的脉冲宽度受电压误差放大器的控制，其与一控制电路所产生的锯齿状波形作比较。所述脉冲宽度随着电源和负载情况发生变化，但其应当在半个电源周期中保持在一恒量。因此，电压误差放大器必须具有较低的频带宽度，并且必须低于电源频率。零电流切换包括若干应用优点。例如，电感电流在下一切换周期开始前释放为零，从而产生较高的切换效率。因为电感电流的变化量等于峰值电感电流，且电感电流在每一切换周期开始于零并返回到零，所以电感电流波形的形状为三角形，其平均值等于峰值电流的一半乘以其时间。由于零电流切换恰好是在连续和不连续电流模式之间的边缘上进行切换的，所以导致了切换频率可变。使用具有零电流切换的低频带宽度脉宽调变(PWM)为输入电流提供了自然的功率因数校正。
图3说明了现有功率因数控制转换器的输入电流IIN波形，随着切换信号VG的启用而增加。导通时间TON和截止时间TOFF分别代表电感器20的充电和放电周期。
图4A、4B和4C说明了现有功率因数控制转换器的三个控制阶段T1-T3。当晶体管10导通时，电感器20被充电。一旦晶体管10截止，电感器20的能量便透过整流器30释放给电容器50。所述功率因数控制转换器的输出电压V0通常设置为较高的电压，例如400V，以便获得更好的功率因数控制效果。因此，电感器20放电期间，晶体管10的寄生电容器15应当被充电成较高的输出电压V0。如图4C所示，电感器20完全放电后和晶体管10尚未导通前，寄生电容器15中储存的能量会被释放给电容器16(或一寄生电容器)。因此在电容器16上产生电压VOS。因此，在较低的输入电压VAC期间，电压VOS禁止了流经桥式整流器40的输入电流IAC。
图5A和5B说明了电压VOS导致的输入电流失真。最近，人们研发出多种用于功率因数控制的不连续电流功率因数控制控制器，例如法国ST微电子(ST-Microelectronics)的ST6561和德国西门子(Siemens)的TDA4862。
图6A说明了上文提到的现有功率因数控制控制器的电路示意图。一乘法器终端VM透过电阻器21和22来感测输入波形VIN。如图6B所示，乘法器终端VM上感应到的电压用来调变导通时间TON。经调变的导通时间TON将降低电压VOS并改善输入电流波形。然而，上述方法的缺点是电阻器21的功率损耗较高，且控制电路系统复杂。此外，上述控制器的另一缺点是缺乏过低电压保护，这会导致功率因数控制转换器在过低电压状况下出现超载。
发明内容
本实用新型的目标是提供一种切换控制电路，用于不连续模式的功率因数控制转换器的，其无需输入电压检测和乘法器即可减少电流谐波失真。本实用新型的另一目标是提供一种方法，来限制功率因数控制转换器的最大输出功率以进行过低电压保护。此外，还提供一种限制切换信号的最大切换频率的延迟电路，其降低功率因数控制转换器在轻载运作中的功率损耗。
所述切换控制电路包括一检测终端，其耦接到电感器，依据电感器的放电而产生一检测信号。一输入终端，依据电感器的切换电流，用来检测一切换电流信号。一斜坡产生器，依据切换信号的导通动作而产生一斜坡信号。一调节终端，耦接到所述斜坡产生器，来决定斜坡信号的转换率，并决定切换信号的最大导通时间。一误差放大器，耦接到功率因数控制转换器的输出端，以产生用来稳定调整功率因数控制转换器的输出的误差信号。一混合电路，产生与斜坡信号和切换电流信号成比例的混合信号。因此，切换信号依据检测信号而导通，且一旦混合信号高于误差信号，所述切换信号就会截止。混合信号的转换率随着输入电压的增加而提高。因此，切换信号的导通时间随着输入电压的降低而成比例地提高。因此，输入电流谐波得以减少。
此外，所述切换控制电路包括一延迟电路，依据切换信号的截止动作而产生一禁止信号。所述禁止信号包括一延迟时间，用来延缓切换信号的导通动作，并限制切换信号的最大切换频率。所述延迟时间随着误差信号的减少而增长。误差信号随负载的降低而成比例地减少。因此，功率因数控制转换器在轻载运作中的功率损耗得以降低。
随附图式用以提供对本实用新型的进一步理解，且并入并构成本说明书的一部分。所述图式说明本实用新型的实施例，且与描述一起，用以解释本实用新型的原则。在图式中图1是一现有功率因数控制转换器的示意图。
图2A和2B说明输入电流波形，依据现有功率因数控制转换器的输入电压。
图3说明依据切换信号的输入电流波形。
图4A、4B和4C说明现有功率因数控制转换器的三个控制阶段。
图5A和5B说明现有功率因数控制转换器的输入电流的波形失真。
图6A是一现有功率因数控制转换器的电路示意图，其中功率因数控制转换器的控制器包括一用来改善输入电流的谐波失真的乘法器。
图6B说明现有的调变导通时间受控于乘法器。
图7是根据本实用新型的一实施例的一功率因数控制转换器的示意图。
图8是根据本实用新型的一实施例的一切换控制电路的示意图。
图9是根据本实用新型的一实施例的一延迟电路的电路示意图。
图10是根据本实用新型的一实施例的一斜坡产生器的电路示意图。
图11是根据本实用新型的一实施例的一混合电路的电路示意图。
具体实施方式
图7是根据本实用新型一实施例的以不连续模式运作的功率因数控制转换器的示意图。用所述功率因数控制转换器将一交流电源输入转换成一直流输出V0，其中晶体管10透过电感器25、整流器30和电容器50，藉由切换输入电压VIN来控制能量。功率因数控制的目的是将交流电源输入的电流波形控制为正弦波形，并将所述电流的相位维持为与电源输入电压VAC的相位相同。通过桥式整流器的整流作用，输入电压VIN相对于功率因数控制转换器的接地始终为正的。
VIN(t)＝Vpsin(ωt)，其中Vp＝√2×VIN(rms)且t＝时间；输入电流也同样地表达如下IIN(t)＝Ipsin(ωt)，其中Ip＝√2×IIN(rms)；功率因数控制转换器的输入功率则表示如下
Pin＝Vp×Ip/2。
如果将效率(η)纳入等式中考虑时，则输出功率表示如下Po＝Vp×Ip×η/2---------------------------------------------(1)用等式1将输入电流表达如下Ip＝(2×Po)/(Vp×η)-----------------------------------------(2)由于零电流切换的缘故，电感器25的峰值电感电流(IL-p)是平均电感电流的两倍，如下式所述IL-p＝2×IpIL-p＝(4×Po)/(Vp×η)---------------------------------------(3)下式以电感电流的时间变量形式来表示电感电流IL(t)＝(4×Po)sin(wt)/(Vp×η)-------------------------------(4)对电感电流进行求解，求出将电感器L充电到例如I＝L(di/dt)的峰值电流所需的导通时间。
TON＝IL-p×L/Vp----------------------------------------------(5)TON＝(4×Po×L)/(Vp2×η)------------------------------------(6)TOFF＝(IL-p×L)/(Vo-Vp)TOFF＝(4×Po×L)/[(η×Vp)×(Vo-Vp)]--------(7)T＝TON+TOFF--------------------------------------------------(8)也就输出功率P0来表示等式5。
Po＝[Vp2×η/(4×L)]×T(on)---------------------------(9)根据等式9，输出功率受导通时间TON控制。尤其对于过低电压保护，限制最大导通时间便限制了最大输出功率。
当向交流电源施加于功率因数控制转换器时，会透过电感器25、整流器30和电容器50在输出V0上产生直流电压。切换控制电路100透过电阻器51和52耦接到功率因数控制转换器的输出端。电容器96连接到切换控制电路100的COM终端，以便为低于电源频率的较低频带宽度提供频率补偿。切换控制电路100输出切换信号VG来驱动晶体管10。当切换信号VG为启用，晶体管10被驱动而导通。透过晶体管10导通，电感器25充电。电阻器90根据电感电流而产生切换电流信号VS。接着，切换电流信号VS连接到切换控制电路100的VS终端。只要切换电流信号VS高于临限电压VR2，切换信号VG就会被关闭，这样便对切换动作形成周期性的电流限制。当切换信号VG为停用，晶体管10截止，电感器25中储存的能量透过整流器30释放到输出V0。一旦电感器25的放电电流降到零，电感器25的辅助线圈中就会检测到零值电压。切换控制电路100的检测终端VD透过电阻器23连接到所述辅助线圈，用来检测零电流状态。检测到零电流状态后便产生一检测信号，于是切换控制电路100便能够开始下一切换周期。
图8说明根据本实用新型一实施例的切换控制电路100的示意图。斜坡产生器300依据切换信号VG而产生斜坡信号RMP和最大占空比信号MD。一MOT终端耦接到斜坡产生器300，以决定斜坡信号RMP的转换率和切换信号VG的最大导通时间。图7说明从切换控制电路100的MOT终端连接到接地的电阻器95决定切换信号VG的最大导通时间。切换信号VG的最大导通时间进而限制切换信号VG的最低切换频率，这会避免切换频率降低到声频带内。误差放大器120耦接到功率因数控制转换器的输出端，以便在误差放大器120的输出端产生误差信号，用以稳定调整功率因数控制转换器的输出。误差放大器120是转导误差放大器(trans-conductance error amplifier)。误差放大器120的输出端进而连接到切换控制电路100的COM终端和延迟电路200的输入端。混合电路350产生与斜坡信号RMP和切换电流信号VS成比例的混合信号VW。比较器115具有一负输入端和一正输入端，其分别连接到误差放大器120的输出端和混合信号VW。比较器115的输出端连接到OR门135的输入端，产生一第一重置信号。比较器116连接到OR门135另一输入端，产生一第二重置信号。OR门135的第三输入端连接到最大占空比信号MD。临限电压VR2和切换电流信号VS连接到比较器116的输入端，用以达成周期性的电流限制。OR门135的输出端用以将正反器140重置。正反器140用来产生切换信号VG。比较器110耦接到检测终端VD和临限电压VR1。因此，一旦检测终端VD的电压低于临限电压VR1，便会产生检测信号。所述检测信号透过AND门130来启用正反器140。因此，切换信号VG依据检测信号而导通，而一旦混合信号VW高于误差信号，切换信号VG便被截止。此外，延迟电路200依据切换信号VG的截止而产生禁止信号INH。透过反相器131，禁止信号INH连接到AND门130的另一输入端。禁止信号INH包括一延迟时间，用来延缓切换信号VG的导通动作，并限制切换信号VG的最大切换频率。
图9展示了根据本实用新型一实施例的延迟电路200的电路示意图，其中充电电流IG和电容器260决定延迟电路200的延迟时间。运算放大器210连接到COM终端以接收误差信号。另一运算放大器215由临限电压VR3所供应。运算放大器210、215、电阻器205和晶体管220、230、231产生电流I231。电流I231和电流源250决定充电电流IC。电流源250提供最低充电电流。电流I231随误差信号成比例地产生，且因此延迟时间随着误差信号的减少而增长。误差信号随着负载的减少而成比例地减少。对于轻载状况下，临限电压VR3决定误差信号的范围。当切换信号VG导通时，晶体管270将电容器260放电。电容器260依据切换信号VG的截止而被充电。反相器280连接到电容器260，以产生禁止信号INH。
根据本实用新型的以不连续模式进行的零电流切换和功率因数控制转换，下一切换周期在零电感电流状态的边界处开始。能量等式为ε＝L×I2/2---------------------------------------(10)功率因数控制转换器所供应的功率表示为Po＝[Vp2×η×TON2/(4×L×T)]------------------------(11)其中等式6和7中展示了T＝TON+TOFF。
当功率因数控制转换器的负载在轻载状况下减少时，延迟时间Td会相对地增加，并且延迟时间Td被插入在下一切换周期开始之前。因此，切换信号的切换周期T延长为T＝TOS+TOFF+Td---------------------------------------(12)于是，在轻载和无载状况下，切换信号的切换频率得以降低。功率因数控制转换器的功率损耗因此得以减少。
图10展示了斜坡产生器300，其中运算放大器310包括参考电压VR4。运算放大器310、晶体管315、316、317结合图7中的电阻器95，以产生电流I317。电流I317用来为电容器319充电。在电容器319处产生斜坡信号RMP。电流I317决定斜坡信号RMP的转换率。NAND门320连接到晶体管318，依据切换信号VG的停用而为电容器319放电。此外，一旦电容器319的电压高于临限电压VR5，电容器319就会被放电，这样就限制了切换信号VG的最大导通时间。比较器325的输出端用来重置正反器330。反相器331连接到比较器325的输出端，以产生最大占空比信号MD。正反器330由切换信号VG来设置。正反器330的输出端连接到NAND门320的第二输入端。因此，电流I317、电容器319和临限电压VR5决定斜坡信号RMP的最大脉冲宽度，并进而决定切换信号VG的最大导通时间。
图11是根据本实用新型一实施例的混合电路350的电路示意图。运算放大器361、电阻器391和晶体管373、374、375形成一电压转电流转换器。斜坡信号RMP连接到所述电压转电流转换器，以便将斜坡信号RMP转换成电流I375。切换电流信号VS连接到缓冲放大器362。电流I375透过电阻器392连接到缓冲放大器362。因此，在电阻器392上产生混合信号VW，所达混合信号VW与斜坡信号RMP和切换电流信号VS成比例。切换电流信号VS的转换率随着功率因数控制转换器的输入电压VIN的增加而提高。相对地，混合信号的转换率随着输入电压VIN的增加而提高。因此，切换信号VG的导通时间增长，并与输入电压VIN成反比例。藉由调变切换信号VG的导通时间，输入电流谐波因而减少。
所属领域的技术人员易于了解，可在不脱离本实用新型的范畴或精神的情况下，对本实用新型的结构进行各种修改和变更。鉴于上文所述，我们希望本实用新型能涵盖对于本实用新型的修改和变更，只要这些修改和变更属于上述权利要求及其等同物的范畴即可。
权利要求1.一种用于一功率因数控制转换器的切换控制电路，其中产生一切换信号，用来切换一电感器，用于功率因数控制，其特征在于其包括一检测终端，其耦接到所述电感器，依据所述电感器的放电而产生一检测信号；一输入终端，依据所述电感器的切换电流，用来检测一切换电流信号，其中所述切换电流信号的转换率依据所述功率因数控制转换器的输入电压的增加而提高；一斜坡产生器，依据所述切换信号而产生一斜坡信号；一调节终端，其耦接到所述斜坡产生器，用来决定所述斜坡信号的转换率，并决定所述切换信号的最大导通时间；一误差放大器，其耦接到所述功率因数控制转换器的输出端，用来产生一误差信号以稳定调整所述功率因数控制转换器的输出；一混合电路，其产生一混合信号，所述混合信号与所述斜坡信号和所述切换电流信号成比例；其中所述切换信号依据所述检测信号而导通；且一旦发现所述混合信号高于所述误差信号，所述切换信号就截止。
2.根据权利要求1所述的切换控制电路，其特征在于其进一步包括一延迟电路，依据所述切换信号的截止动作而产生一禁止信号，其中所述禁止信号包含一延迟时间，用来延缓所述切换信号的导通动作，并用来限制所述切换信号的最大切换频率，其中所述延迟时间随着所述误差信号的减少而增长，且所述误差信号随负载的降低而成比例地减少。
3.一种具有一切换控制电路之功率因数控制转换器，用来产生一用于切换一电感器的切换电流信号，用于功率因数控制，其中所述切换电流信号的转换率随着所述功率因数控制转换器的输入电压的增加而提高，其特征在于其中所述的切换控制电路包括一检测终端，其耦接到所述电感器，依据所述电感器的放电而产生一检测信号；一斜坡产生器，依据所述切换信号而产生一斜坡信号；一调节终端，其耦接到所述斜坡产生器，用来决定所述斜坡信号的转换率，并决定所述切换信号的最大导通时间；一误差放大器，其耦接到所述功率因数控制转换器的输出端，用来产生一误差信号以稳定调整所述功率因数控制转换器的输出；其中所述切换信号依据所述检测信号而导通；且所述切换信号依据所述斜坡信号与所述误差信号的比较而截止。
4.根据权利要求3所述的切换控制电路，其特征在于其进一步包括一延迟电路，依据所述切换信号的截止动作而产生一禁止信号；其中所述禁止信号包含一延迟时间，以延缓所述切换信号的导通动作，并限制所述切换信号的最大切换频率，其中所述延迟时间随着负载的降低而增长。
5.一种用于一功率因数控制转换器的切换控制电路，其中产生一切换信号，用来切换一电感器，用于功率因数控制，其特征在于其包括一检测终端，其耦接到所述电感器，依据所述电感器的放电而产生一检测信号；一输入终端，依据所述电感器的切换电流，用来检测一切换电流信号，其中所述切换电流信号的转换率依据所述功率因数控制转换器的输入电压的增加而提高；一斜坡产生器，依据所述切换信号而产生一斜坡信号；一误差放大器，其耦接到所述功率因数控制转换器的输出端，用来产生一误差信号以稳定调整所述功率因数控制转换器的输出；一混合电路，其产生一与所述斜坡信号和所述切换电流信号成比例的混合信号；其中所述切换信号依据所述检测信号而导通；且所述切换信号依据所述混合信号与所述误差信号的比较而截止。
6.根据权利要求5所述的切换控制电路，其特征在于其进一步包括一延迟电路，依据所述切换信号的截止动作而产生一禁止信号，其中所述禁止信号包含一延迟时间，用来延缓所述切换信号的导通动作，并用来限制所述切换信号的最大切换频率，其中所述延迟时间随着所述负载的降低而增长。
专利摘要本实用新型提供一种切换控制电路，用来产生一切换信号用于功率因数控制。一检测终端依据电感器的放电而产生一检测信号。一输入终端依据所述电感器的切换电流，用来检测一切换电流信号。一调节终端决定一斜坡信号的转换率和所述切换信号的最大导通时间。一误差放大器产生一误差信号，用来稳定调整一功率因数控制转换器的输出。一混合电路产生一混合信号。所述切换信号依据所述检测信号而导通，且一旦所述混合信号高于所述误差信号，所述切换信号就截止。所述混合信号的转换率随着输入电压的增加而增强。所述切换信号的导通时间与输入电压成反比地增加。因此，本实用新型可减少输入电流谐波。
文档编号H02M3/04GK2907072SQ200520132518
公开日2007年5月30日 申请日期2005年11月9日 优先权日2005年11月9日
发明者杨大勇, 陈佐民, 竺培圣, 苏英杰 申请人:崇贸科技股份有限公司