专利名称：一种状态跟踪模拟控制的逆变电源的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种功率变换电路，特别涉及一种状态跟踪模拟控制的逆变电源。
背景技术：
近些年随着一些重要部门和用电设备对高品质电源的要求日益增高，以及电力电子设备的大量使用造成电网谐波污染严重，为了提高供电系统的稳定性和供电质量，研究开发高性能PWM逆变电源备受重视。
早期的PWM逆变电源电压外环电流内环的双环控制大多采用输出电压有效值外环维持输出电压有效值恒定，这种控制方式只能保证输出电压的有效值恒定，不能保证输出电压的波形质量，特别是在非线性负载条件下输出电压谐波含量大，波形严重失真；另外电压有效值外环控制的动态响应过程十分缓慢，在突加、突减负载时输出波形波动大，恢复时间较长。
现在许多瞬时控制方案受到广大科技工作者的关注，瞬时控制方案可以在运行过程中实时地调控输出电压波形，使得供电质量大大提高。瞬时电压PID控制方式具有算法简单、易于实现、鲁棒性好和可靠性高等特点。对于一个逆变电源来说，过载故障是非常常见的故障之一，必须具有对其实施保护措施的能力，限流功能是常规采用的措施。尽管瞬时电压PID控制在电路结构上有其优越性，但是PID单环控制无法自动实现限流保护功能，而电压外环电流内环的双环控制具有自动限流保护功能。
现有电压外环电流内环的双环控制通过电流内环改善逆变电源的动态性能，使得逆变电源的输出性能得到较大改进，但不足之处在于电流内环为了抑制非线性负载扰动，必须具备足够的带宽，才能获得满意的性能，这加大了控制器实现的难度。另外双环控制系统的控制器参数按照常规方法设计，需考虑两个调节器之间的响应速度、频带宽度的相互影响与协调，控制器设计步骤复杂，还需要反复试凑验证。
发明内容
本发明的目的在于克服上述现有技术的不足之处，提供了一种状态跟踪模拟控制的逆变电源，该逆变电源稳态精度高，动态响应快速、平稳，非线性负载情况下输出电压总谐波畸变率(THD)低，而且结构简单，成本较低。
本发明提供的状态跟踪模拟控制的逆变电源，其特征在于它包括状态跟踪控制器、逆变器、直流电源、电压传感器、电流传感器和减法器，状态跟踪控制器的输出端与逆变器的输入端相接，逆变器的输出端与电压传感器的输入端及负载相接，逆变器中引出的电流与电流传感器的输入端相接，电流传感器的输出端与状态跟踪控制器的第二输入端相接，电压传感器的输出端、参考量ur分别与减法器的负输入端、正输入端相接，减法器的输出端与状态跟踪控制器的第一输入端相接，逆变器接直流电源；逆变器的输出电压uo经过电压传感器反馈到减法器的负输入端，与参考量ur比较后生成电压误差信号e，传送给状态跟踪控制器；电压误差信号e和逆变器中引出的电流经过电流传感器生成的电流信号i′传送给状态跟踪控制器；状态跟踪控制器把两个输入端接受的电压误差信号e和电流信号i′进行基于极点配置的状态跟踪函数运算，然后形成控制信号ul对逆变器实施控制。
本发明与现有技术相比具有以下优点(1)从空载到额定负载的各种负载情况下，稳压精度均在0.18％之内，稳态误差大大降低。
(2)负载突变接近额定功率时，动态过渡过程不超过0.5ms，输出电压变化率不超过7％，负载适应性增强。
(3)在额定非线性负载情况下，负载电流波峰因子超过3时输出电压总谐波畸变率THD＝0.46％，负载电流波峰因子超过5时输出电压总谐波畸变率THD＝0.63％，输出电压总谐波畸变率(THD)大为降低，表现出对非线性负载引起的波形失真具有较强的抑制能力。
(4)本发明在对逆变电源状态跟踪控制器控制参数的设计中，将控制参数与逆变电源性能指标要求建立定量关系，这种方法大大简化了设计过程，同时能够满足高性能指标要求，具有明显的优越性。整个电源系统具有较强的鲁棒性和较高的稳态调节精度，在各种不同的负载扰动情况下，均能输出品质优良的交流稳定电源。
(5)本发明电路结构简单，成本低，易于实现。
图1为本发明状态跟踪模拟控制的逆变电源的结构示意图；图2为本发明逆变电源的电路原理图之一；图3为本发明逆变电源的电路原理图之二；图4为本发明逆变电源的电路原理图之三；图5为状态跟踪控制器的一种具体实现电路图；图6为状态跟踪控制器的另一种具体实现电路图。
具体实施例方式
下面结合附图来对本发明作进一步详细说明。
如图1所示，本发明状态跟踪模拟控制的逆变电源的结构为状态跟踪控制器1的输出端与逆变器2的输入端相接，逆变器2的输出端与电压传感器5的输入端及负载3相接，逆变器2中引出的电流与电流传感器6的输入端相接，电流传感器6的输出端与状态跟踪控制器1的第二输入端相接，电压传感器5的输出端、参考量ur分别与减法器7的负输入端、正输入端相接，减法器7的输出端与状态跟踪控制器1的第一输入端相接，逆变器2接直流电源4。
逆变器2、电压传感器5、电流传感器6和减法器7可以选用通常的逆变器、电压传感器、电流传感器、减法器。
状态跟踪控制器1将二个输入端接受的电压误差信号e和电流信号i′进行基于极点配置的状态跟踪函数运算，然后形成控制信号ul对逆变器2实施控制。
状态跟踪控制器1与逆变器2构成一个逆变电源控制装置，逆变器2的输出电压uo经过电压传感器5反馈到减法器7的负输入端，与参考量ur比较后生成电压误差信号e；电压误差信号e和逆变器2中引出的电流经过电流传感器6生成的电流信号i′通过状态跟踪控制器1对逆变器2实施控制。其中逆变器2中的电流i可以为滤波电容电流ic、滤波电感电流il或滤波电感电流i1和前馈负载电流i0。
如图2所示，当逆变器2中引出的电流i为滤波电容电流ic，参考量ur与输出电压u0经过减法器7比较后生成电压误差信号e，电压误差信号e和逆变器2传送的滤波电容电流ic均输入至状态跟踪控制器1，状态跟踪控制器1完成函数f1(e，ic)的运算，函数f1(e，ic)通过对电压误差信号e和滤波电容电流ic进行运算，形成控制信号u1对逆变器2实施控制。
函数f1(e，ic)可以采用式(I)或(II)进行设置。
f1(e，ic)＝(K3+K4/s)*ic-[K1*K3+(K1*K4+K2*K3)/s+K2*K4/s2]*e式(I)上式中K1为电压比例系数，K2为电压积分系数；K3为电流比例系数，K4为电流积分系数。用ζ和ωn分别表示逆变电源响应性能指标要求对应的阻尼比和自然频率，采用极点配置的方法设计状态跟踪控制器1的参数，其中K3＝L(2+m+n)ζωn-rK4是下述方程的实数根CK43+(1-a2)K42+a1K3k4-K32LCmnζ2ωn4＝0式中a1＝LC(m+n+2mnζ2)ζωn3，a2＝LC[1+(2m+2n+mn)ζ2]ωn2K1＝(a2-CK4-1)/K3K2＝LCmnζ2ωn4/K4其中L为逆变器2的滤波电感，C为逆变器2的滤波电容，r为逆变器2的等效阻尼电阻，m、n分别为二个非主导极点相对于主导极点的响应速度的倍数，其取值范围通常为5～10。
此时函数f1(e，ic)也可以采用式(II)方式设置f1(e，ic)＝K′3*ic-(K′1*K′3+K′2*K′3/s)*e式(II)上式中K′1为电压比例系数，K′2为电压积分系数，K′3为电流比例系数。采用极点配置的方法设计状态跟踪控制器1的参数，其中K′3＝(2+n)ζωnL-rK′1＝((1+2nζ2)ωn2LC-1)/K′3K′2＝nζωn3LC/K′3式中n为非主导极点相对于主导极点的响应速度的倍数，其取值范围通常为5～10。
当逆变器2中引出的电流i为滤波电感电流i1，如图3所示，其结构与图2相似，区别在于图2中逆变器2引出的电流是滤波电容电流ic，而图3中逆变器2引出的电流是滤波电感电流i1。图3中状态跟踪控制器1完成函数f1(e，i1)的运算，函数f1(e，i1)的设置如式(III)或式(Ⅳ)，与图2中的f1(e，ic)相同，均采用极点配置的方法设计状态跟踪控制器1的参数。该实现方法在抑制负载扰动方面不如图2所示电容电流反馈控制。
f1(e，i1)＝(K3+K4/s)*i1-[K1*K3+(K1*K4+K2*K3)/s+K2*K4/s2]*e式(III)f1(e，i1)＝K′3*i1-(K′1*K′3+K′2*K′3/s)*e式(IV)如图4所示，当逆变器2中引出的电流i为滤波电感电流i1和前馈负载电流i0时，其结构与图2相似，区别在于图2中逆变器2引出的电流是滤波电容电流ic，而图4中逆变器2引出的电流包括滤波电感电流i1，并且还有前馈负载电流i0，状态跟踪控制器1按照式(V)或(VI)完成函数f2(e，i1，i0)的运算。该实现方法是针对图3所示电感电流反馈控制的一种改进，有较好的抑制负载扰动性能。
f2(e，i1，i0)＝(K3+K4/s)*i1-(K3+K4/s)*i0-[K1*K3+(K1*K4+K2*K3)/s+K2*K4/s2]*e式(V)。
f2(e，i1，i0)＝K′3*i1-K′3*i0-(K′1*K′3+K′2*K′3/s)*e式(VI)实例根据上述各函数运算的表述式，状态跟踪控制器1可以采用多种具体实现电路予以实施，图5和图6列举了一种实例予以进一步详细的说明。
如图5所示，状态跟踪控制器1包括电阻R1、R2、…、R9、运算放大器A1、A2和A3和电容C1、C2。电阻R1的一端与减法器7的输出端相接，电阻R1的另一端、电阻R2的一端与第一运算放大器A1的反相端相接，电阻R2的另一端与电阻R3、电容C1的一端相接，电阻R3、电容C1的另一端以及电阻R4的一端与第一运算放大器A1的输出端相接，第一运算放大器A1的同相端接地，电阻R5的一端与电流传感器6的输出端相接，电阻R4的另一端、电阻R5的另一端以及电阻R6的一端与第二运算放大器A2的反相端相接，电阻R6的另一端与第二运算放大器A2的输出端相接，第二运算放大器A2的同相端接地，电阻R7的一端与第二运算放大器A2的输出端相接，电阻R7的另一端、电阻R8的一端与第三运算放大器A3的反相端相接，第三运算放大器A3的同相端接地，电阻R8的另一端与电阻R9、电容C2的一端相接，电阻R9、电容C2的另一端与第三运算放大器A3的输出端相接。
其中R3和C1、R9和C2分别构成一个大惯性环节，避免纯积分环节引起的饱和问题。
第一运算放大器A1、第二运算放大器A2和第三运算放大器A3均可选用市售的一般运算放大器即可，如TL084，LM324等。
根据函数f1(e，ic)的设置表达式(I)，图5中电阻R1、R2和R3以及电容C1的选择应满足以下关系R2/R1＝K1， R1*C1＝1/K2， R3*C1≥3.2ms；电阻R7、R8和R9以及电容C2的选择应满足以下关系R8/R7＝K3， R7*C2＝1/K4， R9*C2≥3.2ms；电阻R4、R5和R6的选择应满足以下关系R4＝R5＝R6。
同样，可以根据函数表述式(III)和(V)，得到电阻R1、R2、…、R9和电容C1、C2应满足的条件。
如图6所示，状态跟踪控制器1包括电阻R10、R11、…、R17、运算放大器A4、A5和A6和电容C3。电阻R10的一端与减法器7的输出端相接，电阻R10的另一端、电阻R11的一端与第四运算放大器A4的反相端相接，电阻R11的另一端与电阻R12、电容C3的一端相接，电阻R12、电容C3的另一端以及电阻R13的一端与第四运算放大器A4的输出端相接，第四运算放大器A4的同相端接地，电阻R14的一端与电流传感器6的输出端相接，电阻R13的另一端、电阻R14的另一端以及电阻R15的一端与第五运算放大器A5的反相端相接，电阻R15的另一端与第五运算放大器A5的输出端相接，第五运算放大器A5的同相端接地，电阻R16的一端与第五运算放大器A5的输出端相接，电阻R16的另一端和电阻R17的一端与第六运算放大器A6的反相端相接，第六运算放大器A6的同相端接地，电阻R17的另一端与第六运算放大器A6的输出端相接。
其中R12和C3构成一个大惯性环节，避免纯积分环节引起的饱和问题。
第四运算放大器A4、第五运算放大器A5和第六运算放大器A6均可选用市售的一般运算放大器即可，如TL084，LM324等。
对应于函数f1(e，ic)的设置表达式(II)，图6中电阻R10、R11、R12和R16、R17及电容C3的选择应满足以下关系R11/R10＝K′1， R10*C3＝1/K′2， R12*C3≥3.2ms；R17/R16＝K′3电阻R13、R14和R15的选择应满足以下关系R13＝R14＝R15。
同样，可以根据函数表述式(IV)和(VI)，得到电阻R10、R11、R12和R16、R17及电容C3的选择应满足的条件。
本领域一般技术人员根据本发明公开的内容，还可以采用除上述实例以外的多种具体电路实施本发明。
权利要求
1.一种状态跟踪模拟控制的逆变电源，其特征在于它包括状态跟踪控制器(1)、逆变器(2)、直流电源(4)、电压传感器(5)、电流传感器(6)和减法器(7)，状态跟踪控制器(1)的输出端与逆变器(2)的输入端相接，逆变器(2)的输出端与电压传感器(5)的输入端及负载(3)相接，逆变器(2)中引出的电流与电流传感器(6)的输入端相接，电流传感器(6)的输出端与状态跟踪控制器(1)的第二输入端相接，电压传感器(5)的输出端、参考量ur分别与减法器(7)的负输入端、正输入端相接，减法器(7)的输出端与状态跟踪控制器(1)的第一输入端相接，逆变器(2)接直流电源(4)；逆变器(2)的输出电压u0经过电压传感器(5)反馈到减法器(7)的负输入端，与参考量ur比较后生成电压误差信号e，传送给状态跟踪控制器(1)；电压误差信号e和逆变器(2)中引出的电流经过电流传感器(6)生成的电流信号i′传送给状态跟踪控制器(1)；状态跟踪控制器(1)把两个输入端接受的电压误差信号e和电流信号i′进行基于极点配置的状态跟踪函数运算，然后形成控制信号u1对逆变器(2)实施控制。
2.根据权利要求1所述的逆变电源，其特征在于当逆变器(2)中引出的电流i为滤波电容电流ic或滤波电感电流i1，状态跟踪控制器(1)按照下式设置函数f1(e，i)，其中，i等于ic或i1，函数f1(e，i)通过对电压误差信号e和滤波电容电流ic或滤波电感电流i1进行运算，形成控制信号u1对逆变器(2)实施控制f1(e，i)＝(K3+K4/s)*i-[K1*K3+(K1*K4+K2*K3)/s+K2*K4/s2]*e上式中K3为电流比例系数，K3＝L(2+m+n)ζωn-r，其中，ζ和ωn分别表示逆变电源响应性能指标要求对应的阻尼比和自然频率，L为逆变器(2)的滤波电感，r为逆变器(2)的等效阻尼电阻，m、n分别为二个非主导极点相对于主导极点的响应速度的倍数；K4为电流积分系数，K4的值等于下述方程的实数根CK43+(1-a2)K42+a1K3K4-K32LCmnζ2ωn4＝0；式中a1＝LC(m+n+2mnζ2)ζωn3，a2＝LC[1+(2m+2n+mn)ζ2]ωn2，C为逆变器(2)的滤波电容；K2为电压积分系数，K2＝LCmnζ2ωn4/K4；K1为电压比例系数，K1＝(a2-CK4-1)/K3。
3.根据权利要求1所述的逆变电源，其特征在于当逆变器(2)中引出的电流i为滤波电容电流ic或滤波电感电流i1，状态跟踪控制器(1)按照下式设置函数f1(e，i)，其中，i等于ic或i1，函数f1(e，i)通过对电压误差信号e和滤波电容电流ic或滤波电感电流i1进行运算，形成控制信号u1对逆变器(2)实施控制f1(e，i)＝K3′*i-(K1′*K3′+K2′*K3′/s)*e上式中K3′为电流比例系数，K3′＝(2+n)ζωnL-r，其中，ζ和ωn分别表示逆变电源响应性能指标要求对应的阻尼比和自然频率，L为逆变器(2)的滤波电感，r为逆变器(2)的等效阻尼电阻，n为非主导极点相对于主导极点的响应速度的倍数；K1′为电压比例系数，K1′((1+2nζ2)ωn2LC-1)/K3′，其中C为逆变器(2)的滤波电容；K2′为电压积分系数，K2′＝nζωn3LC/K3′。
4.根据权利要求1所述的逆变电源，其特征在于当逆变器(2)中引出的电流i为滤波电感电流i1和前馈负载电流i0时，状态跟踪控制器(1)按照下式设置函数f2(e，i1，i0)，函数f2(e，i1，i0)通过对电压误差信号e、滤波电感电流i1和前馈负载电流i0进行运算，形成控制信号u1对逆变器(2)实施控制f2(e，i1，i0)＝(K3+K4/s)*i1-(K3+K4/s)*i0-[K1*K3+(K1*K4+K2*K3)/s+K2*K4/s2]*e上式中K3为电流比例系数，K3＝L(2+m+n)ζωn-r，其中，ζ和ωn分别表示逆变电源响应性能指标要求对应的阻尼比和自然频率，L为逆变器(2)的滤波电感，r为逆变器(2)的等效阻尼电阻，m、n分别为二个非主导极点相对于主导极点的响应速度的倍数；K4为电流积分系数，K4的值等于下述方程的实数根CK43+(1-a2)K42+a1K3K4-K32LCmnζ2ωn4＝0；式中a1＝LC(m+n+2mnζ2)ζωn3，a2＝LC[1+(2m+2n+mn)ζ2]ωn2，C为逆变器(2)的滤波电容；K2为电压积分系数，K2＝LCmnζ2ωn4/K4；K1为电压比例系数，K1＝(a2-CK4-1)/K3。
5.根据权利要求1所述的逆变电源，其特征在于当逆变器(2)中引出的电流i为滤波电感电流i1和前馈负载电流i0时，状态跟踪控制器(1)按照下式设置函数f2(e，i1，i0)，函数f2(e，i1，i0)通过对电压误差信号e、滤波电感电流i1和前馈负载电流i0进行运算，形成控制信号u1对逆变器(2)实施控制f2(e，i1，i0)＝K3′*i1-K3′*i0-(K1′*K3′+K2′*K3′/s)*e上式中K3′为电流比例系数，K3′＝(2+n)ζωnL-r，其中，ζ和ωn分别表示逆变电源响应性能指标要求对应的阻尼比和自然频率，L为逆变器(2)的滤波电感，r为逆变器(2)的等效阻尼电阻，n为非主导极点相对于主导极点的响应速度的倍数；K1′为电压比例系数，K1′＝((1+2nζ2)ωn2LC-1)/K3′，其中C为逆变器(2)的滤波电容；K2′为电压积分系数，K2′＝nζωn3LC/K3′。6、根据权利要求2或4所述的逆变电源，其特征在于状态跟踪控制器(1)包括电阻R1、R2、…、R9、运算放大器A1、A2和A3和电容C1、C2；其中，电阻R1的一端与减法器(7)的输出端相接，电阻R1的另一端、电阻R2的一端与第一运算放大器A1的反相端相接，电阻R2的另一端与电阻R3、电容C1的一端相接，电阻R3、电容C1的另一端以及电阻R4的一端与第一运算放大器A1的输出端相接，第一运算放大器A1的同相端接地，电阻R5的一端与电流传感器(6)的输出端相接，电阻R4的另一端、电阻R5的另一端以及电阻R6的一端与第二运算放大器A2的反相端相接，电阻R6的另一端与第二运算放大器A2的输出端相接，第二运算放大器A2的同相端接地，电阻R7的一端与第二运算放大器A2的输出端相接，电阻R7的另一端、电阻R8的一端与第三运算放大器A3的反相端相接，第三运算放大器A3的同相端接地，电阻R8的另一端与电阻R9、电容C2的一端相接，电阻R9、电容C2的另一端与第三运算放大器A3的输出端相接。7、根据权利要求3或5所述的逆变电源，其特征在于状态跟踪控制器(1)包括电阻R10、R11、…、R17、运算放大器A4、A5和A6和电容C3；其中，电阻R10的一端与减法器(7)的输出端相接，电阻R10的另一端、电阻R11的一端与第四运算放大器A4的反相端相接，电阻R11的另一端与电阻R12、电容C3的一端相接，电阻R12、电容C3的另一端以及电阻R13的一端与第四运算放大器A4的输出端相接，第四运算放大器A4的同相端接地，电阻R14的一端与电流传感器(6)的输出端相接，电阻R13的另一端、电阻R14的另一端以及电阻R15的一端与第五运算放大器A5的反相端相接，电阻R15的另一端与第五运算放大器A5的输出端相接，第五运算放大器A5的同相端接地，电阻R16的一端与第五运算放大器A5的输出端相接，电阻R16的另一端和电阻R17的一端与第六运算放大器A6的反相端相接，第六运算放大器A6的同相端接地，电阻R17的另一端与第六运算放大器A6的输出端相接。
全文摘要
本发明公开了一种状态跟踪模拟控制的逆变电源，它包括状态跟踪控制器、逆变器、直流电源、电压传感器、电流传感器和减法器。逆变器的输出电压经过电压传感器反馈到减法器，与参考量比较后生成电压误差信号，传送给状态跟踪控制器；电压误差信号和逆变器中引出的电流经过电流传感器生成的电流信号传送给状态跟踪控制器；状态跟踪控制器将电压误差信号和电流信号进行基于极点配置的状态跟踪函数运算，形成控制信号对逆变器实施控制。本发明具有稳态误差低、负载适应性强、结构简单、成本低和易于实现的特点，对非线性负载引起的波形失真具有较强的抑制能力，具有较强的鲁棒性，在各种不同的负载扰动情况下，均能输出品质优良的交流稳定电源。
文档编号H02M7/539GK1972099SQ20061012538
公开日2007年5月30日 申请日期2006年12月8日 优先权日2006年12月8日
发明者康勇, 彭力, 陈坚, 何俊 申请人:华中科技大学