专利名称：开关电源装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及产生直流电源电压的电源装置以及使用变压器的绝缘型DC变换器(DC converter)，特别涉及通过同步整流控制来进行二次侧的整流的同步整流型开关电源装置。
背景技术：
作为使用变压器变换输入电压而输出不同电位的直流电压的电路，有如图7所示的绝缘型DC变换器。该变换器被称作半桥式(half-bridge)，为了对从二次侧线圈流出的电流进行整流而使用二极管D1、D2，通过以二极管整流后的电流交替地对平滑电容器Co充电来生成直流电压。这样的二极管·电桥型(diode bridge)整流电路虽然电路结构简单，但存在如下问题由于二极管的正向电压Vf与二极管中流过的电流I而产生整流损耗Vf·I。
因此，提出一种涉及同步整流型DC变换器的发明，所述同步整流型DC变换器如图8所示，将二极管换成导通电阻较小的MOSFET SW1、SW2，通过以同步控制方式对该MOSFET进行导通·断开(On/Off)控制来进行整流(例如专利文献1)。
专利文献1特开2001-292571号公报专利文献1中描述的同步整流方式的变换器当中，将用作开关的MOSFET SW1、SW2与用作传感器的电阻Rs串联连接，根据电阻的电压降来检测SW1、SW2的导通时刻、断开时刻，生成控制信号。因此，尽管在MOSFET SW1、SW2中的损耗较少，但在用作传感器的电阻Rs中产生损耗。有以下问题为了将该损失减小至可以忽略的程度必须减小电阻值，但是减小电阻时电压降也变小，因此需要高精度且复杂的检测电路(比较器(comparator))。
因此，本发明人员考虑了如下方法为了减少相应的损耗，代替连接用作传感器的电阻Rs而检测用作开关的MOSFET SW1、SW2的源极(source)·漏极(drain)间电压并生成SW1、SW2的导通·断开控制信号。但是，即便在该方法中也具有以下问题只具备可以忽略损耗的程度的导通电阻的MOSFET的电阻分量(通常几mΩ)所导致的电压降非常小，因此需要高精度且偏差较小的稳定的检测电路(比较器)。
本发明着眼于所述问题，目的是提供一种低损耗的电源装置，该电源装置能够生成以高精度且偏差较小的稳定的电路构成同步整流电路的开关元件的导通·断开控制信号。
发明内容
本发明为了实现所述目的，在具有在一次侧接受输入电压的变压器、和在该变压器的二次侧使用开关MOSFET的整流电路的同步整流型开关电源装置中，作为所述开关MOSFET的寄生二极管的体二极管(body diode)中流过正向电流的第一时刻、所述开关MOSFET断开的第二时刻以及体二极管的恢复电流流至负极后，体二极管断开。该恢复电流由变压器提供，因此通过体二极管断开的瞬间由于变压器的二次侧磁通与漏磁通而产生的逆起电压来检测第三时刻，在第一时刻使所述开关MOSFET导通，在第三时刻之前使所述开关MOSFET断开，并且生成所述开关MOSFET的断开控制信号，以使该开关MOSFET的断开时刻接近第三时刻，如此构成控制电路。
通过配备了具有所述结构的同步控制电路的同步整流型开关电源装置，在希望根据变压器一次线圈的电压变化，而在二次线圈中流过规定方向电流的期间，可以使开关MOSFET导通，也可以在流过开关MOSFET的电流接近于零时断开开关，因此能够缩短电流流经体二极管的时间从而减少损耗。
另外，不需要对导通电阻较小的MOSFET的电阻分量(通常几mΩ)的电压降进行检测来生成开关MOSFET的导通·断开控制信号，因此不需要高精度且复杂的检测电路就能进行稳定的同步整流控制。进而，能够不追加电阻等部件，检测用于生成开关MOSFET的导通·断开控制信号的时刻。
在此，根据变压器的二次线圈与开关MOSFET的连接点的电位、以及开关MOSFET的栅极电压，进行所述各时刻的检测。由此，开关MOSFET的导通·断开控制为基于反馈环路的控制，因此可以只考虑环路特性，即使构成控制电路的元件或部件的特性中存在偏差，也能够与偏差无关地、进行稳定的控制另外，通过从元件附近取得变压器的二次线圈与开关MOSFET的连接点的电位以及开关MOSFET的栅极电压并进行检测，反馈环路成为包含用作开关驱动的驱动器或控制电路的延迟等并进行校正的结构，因此不需要进行预先考虑从时刻检测电路到开关MOSFET的导通·断开控制信号的输出的延迟的设计。
如上所述，遵照本发明，具有能够实现生成以高精度且偏差较小的稳定的电路来构成同步整流电路的开关元件的导通·断开控制信号的低损耗的电源装置的效果。
图1表示应用了本发明的同步整流型DC变换器的一个实施方式的框图。
图2表示图1的实施方式的DC变换器的通常的动作例的时序图。
图3表示图1的实施方式的DC变换器的负载变动时的动作例的时序图。
图4表示图1的实施方式的DC变换器的负载变动时的动作例的时序图。
图5表示图1的实施方式的DC变换器的同步整流电路的具体电路例的电路结构图。
图6表示图4的同步整流电路的动作例的时序图。
图7表示现有的半桥式DC变换器的一例的电路结构图。
图8表示现有的半桥式DC变换器的另一例的电路结构图。
符号说明10交流电源20变压器30控制电路31第一时刻检测电路32第二时刻检测电路33第三时刻检测电路34导通·断开信号生成电路L1、L2二次线圈Co平滑电容器
SW1、SW2开关MOSFET具体实施方式
下面，根据附图来说明本发明的优选实施方式。
图1表示应用了本发明的同步整流型DC变换器的一个实施方式。
本实施方式的DC变换器虽然不作特别限定，但具有变压器20，将来自交流电源10的交流电压Vin(AC)输入至该变压器20的一次线圈L0。该变压器20具有两个二次线圈L1、L2，二次线圈L1、L2的一个端子分别通过MOSFET SW1、SW2连接在接地点。另外，二次线圈L1、L2的另一个端子连接在公共节点N0，在该公共节点N0与接地点之间连接有平滑电容器Co。与电容器Co并联连接的RL是用等价电阻来表示的负载。
而且，在该实施方式的DC变换器中设置有控制电路30，该控制电路30由以下电路构成第一时刻检测电路31，其监视所述开关MOSFET SW1、SW2的漏极电压VHS1、VHS2，检测作为SW1、SW2的源极·漏极间的寄生二极管的体二极管(body diode)Ds1、Ds2中开始流过正向电流的时刻；第二时刻检测电路32，其检测开关MOSFET SW1、SW2的栅极(gate)电压下降的时刻；第三时刻检测电路33，其对检测到在体二极管Ds1、Ds2断开的瞬间由变压器的二次磁通与漏磁通而产生的逆起电压的时刻进行检测；以及导通·断开信号生成电路34等，所述导通·断开信号生成电路34根据来自这些检测电路的检测信号，生成在开关MOSFET SW1、SW2的栅极端子上施加的导通·断开控制信号(栅极电压)VGS1、VGS2。
通过该控制电路30与开关MOSFET SW1、SW2构成同步整流电路。开关MOSFET SW1、SW2控制成通过导通·断开信号生成电路34在相差180度相位期间进行导通动作，交替地向平滑电容器Co流入充电电流。
图2中表示图1的DC变换器中的变压器20的二次线圈L1、L2中一个线圈L1中流过的电流I1(或者I2)、在与该线圈相连的开关MOSFET SW1的栅极端子上施加的电压VGS1(或者VGS2)、SW1的漏极电压VHS1(或者VHS2)、在导通·断开信号生成电路34内部生成的电压VERR的变化情况。另一个线圈L2中流过的电流I2、SW2的栅极电压VGS2、SW2的漏极电压VHS2，由于只是分别与所述I1、VGS1、VHS1相位相差180度而波形相同，因此省略图示。
本实施方式的控制电路30利用开关MOSFET SW1、SW2的体二极管Ds1、Ds2的特性进行时刻的检测。具体来说，如图2所示，在线圈L1中开始流过电流I1之前开关MOSFET SW1处于断开状态时，由于电流I1流经体二极管Ds1，SW1的漏极电压VHS1急剧下降(时刻t1)。第一时刻检测电路31通过监视VHS1检测体二极管DS1中开始流过正向电流的时刻t1。导通·断开信号生成电路34通过该检测信号使栅极电压VGS1上升。
另外，流过线圈L1的电流I1减小为零后，向体二极管Ds1流过暂时的恢复电流Ir，体二极管的恢复电流流至负极后，体二极管断开。该恢复电流Ir由变压器20提供，因此在该瞬间由于二次线圈L1的磁通与漏磁通产生的逆起电压，开关MOSFET SW1的漏极电压VHS1上升(时刻t3)。第三时刻检测电路33通过监视VHS1，通过在体二极管Ds1、Ds2断开的瞬间由于变压器的二次磁通与漏磁通产生的逆起电压来检测时刻t3。
导通·断开信号生成电路34，在体二极管Ds1、Ds2断开的瞬间由于变压器的二次磁通与漏磁通产生逆起电压之前使栅极电压VGS1下降，并且检测从VGS1的下降时刻t2起到检测出逆起电压的时刻t3为止的时间(本说明书中称误差量(error))Terr，构建反馈环路，以便如图2(A)→(B)→(C)所示，在接下来的开关时减小误差量Terr。图2(B)比图2(A)Terr的脉冲宽度减小、SW1的OFF时刻接近最佳状态。最终成为具有恒定偏差的稳定状态(图2(C))。由此，可以在希望二次线圈中流动规定方向的电流I1的期间使开关MOSFET SW1导通，在零电流附近使SW1断开，因此可以缩短电流流经SW1的体二极管的时间，从而减少损耗。
进而，在本实施方式中也可以应对负载急剧变动的情况。具体来说，在由于图3(A)→(B)那样由于负载发生变动而导致电流I1的周期变长时，图3的误差量Terr增大(图3(B))。构建反馈环路，以便在接下来的开关时刻使误差量Terr减小。最终成为具有恒定偏差的稳定状态(图3(C))。
另一方面，如图4(A)→(B)所示，由于负载的变动而导致电流I1的周期变短时，通过在VGS1下降的瞬间提高SW1的漏极电压VHS1，误差量Terr变为零。此时，如图3所示，使VGS1的下降时刻t2在零电流之前。由此，再次检测误差量Terr，恢复到稳定控制状态。
图5中表示本实施方式的控制电路30的更加具体的电路结构例。在图5中仅表示变压器20的二次线圈L1、L2中一个线圈L1；与该线圈L1相连的开关MOSFET SW1，而省略另一线圈L2和开关MOSFET SW2的图示。
如图5所示，第一～第三时刻检测电路31～33分别由比较器CMP1～CMP3等构成。其中第一时刻检测电路31的比较器CMP1，通过比较开关MOSFET SW1的漏极电压VHS1与参照电压Vref1，检测体二极管Ds1中开始流过正向电流的时刻t1。通过预先将体二极管Ds1的正向电压设为Vf，将参照电压Vref1设定在0＞Vref1＞-Vf范围内，可以检测正向电流开始流动的时刻t1。
第二时刻检测电路32，通过比较在开关MOSFET SW1的栅极端子上施加的电压VGS1与参照电压Vref2，检测VGS1下降的时刻t2。通过预先将参照电压Verf2设定在0＜Vref2＜VGS1范围内，可以检测VGS1下降的时刻t2。
第三时刻检测电路33，将开关MOSFET SW1的漏极电压VHS1作为输入，检测体二极管Ds1断开的瞬间由于变压器的二次磁通和漏磁通产生的逆起电压的上升界限(edge)，通过将其与参照电压Vref3进行比较，可以检测VHS1的上升时刻t3。
导通·断开信号生成电路34具有将第二时刻检测电路32的输出信号作为复位信号、将第三时刻检测电路33的输出信号作为置位信号的RS触发器(filp-flop)FF1；将该触发器FF1的输出与第一时刻检测电路31的输出信号作为输入的AND门G1；将触发器FF1的输出与第二时刻检测电路32的输出信号作为输入的NOR门G2。
另外，导通·断开信号生成电路34具有将第二时刻检测电路32的输出信号作为启动信号的定时电路(タイマ回路)TMR；将NOR门G2的输出信号作为控制信号的可变阈值生成电路VTG；比较定时电路TMR与可变阈值生成电路VTG的输出的比较器CMP4；将该比较器CMP4的输出信号作为复位信号、将AND门G1的输出信号作为置位信号的RS触发器FF2；根据该触发器FF2的输出，生成同步整流用开关MOSFET SW1的栅极控制电压VGS1的驱动电路(驱动器(driver))DRV。
定时电路TMR是由充放电电容器C1、对该电容器C1充电的恒流源CS1、用于稳定地抽走电容器C1的电荷的串联的开关S1、以及恒流源CS2所构成的模拟定时器(analog timer)，将恒流源CS1的电流I1与恒流源CS2的电流I2设计为I1＜I2。由此，通过在开关S1导通期间以I2-I1的差电流抽走在开关S1断开期间由恒流源CS1充电的电容器C1中的充电电荷，以规定速度输出下降的锯齿形电压V1。
可变阈值生成电路VTG，由充放电电容器C2、对该电容器C2充电的恒流源CS3、用于稳定地抽走电容器C2的充电电荷的串联的开关S2以及电阻R2、将电容器C2的电位进行阻抗变换并输出的电压输出器VF构成，将恒流源CS3的电流I3与电阻R2的电流I4设计为I3＜I4。由此，在开关S2导通时以I4-I3的电流抽走在开关S2断开时由恒流源CS3充电的电容器C2的充电电荷，由此输出与开关S2导通的时间即开关S2的控制信号的脉冲宽度相对应的电压V2。
接下来，使用图6的时序图对图5的控制电路30的动作进行说明。
对应于交流电压Vin(AC)的变化，线圈L1中电流I1如图6(a)所示变化。并且，在L1中电流I1开始流动时开关MOSFET SW1处于断开状态，因此由于电流I1流经体二极管Ds1，SW1的漏极电压VHS1如图6(b)所示急剧下降(时刻t11)。
于是，将VHS1作为输入的第一时刻检测电路31的比较器CMP1通过对此进行检测，输出变为高电平(图6(c))。由于触发器FF1最初输出为高电平，如图6(d)所示，AND门G1的输出变为高电平，将触发器FF2置位，作为驱动器DRV的输出的栅极电压VGS1如图6(e)所示上升(时刻t12)。
接着，通过第二时刻检测电路32的比较器CMP2对栅极电压VGS1的上升进行检测，该输出如图6(f)所示变为高电平(时刻t13)。于是，定时电路TMR内的开关S1导通，如图6(g)所示节点N1的电位V1开始稳定地下降。并且，当电位V1到达从可变阈值生成电路VTG输出的阈值电压Vth时，比较器CMP4的输出如图6(h)所示变为高电平，将触发器FF2复位，作为驱动器DRV的输出的栅极电压VGS1下降(时刻t21)。此外，最初将可变阈值生成电路VTG输出的阈值电压Vth设定得较高。因此，栅极电压VGS1下降的时刻t21在线圈L1中流动的电流I1成为零的时刻t31之前。
接下来，通过第二时刻检测电路32的比较器CMP2检测该栅极电压VGS1的下降，其输出如图6(f)所示变为低电平(时刻t22)。于是，触发器FF1的输出被复位为低电平，由此NOR门G2的输出Ve如图6(i)所示上升，可变阈值生成电路VTG内的开关S2导通(时刻t23)。由此，可变阈值生成电路VTG的节点N2的电位V2开始下降。
此时的电位下降量取决于NOR门G2的输出Ve为高电平的期间。即Ve的高电平期间越长电位V2变得越低。并且，该电位V2通过电压输出器(voltage follower)VF作为阈值电压Vth被提供给比较器CMP4。比较器CMP4在下一周期比较定时电路TMR内的节点N1的电位V1与阈值电压Vth，当V1达到阈值电压Vth时，输出变为高电平使触发器FF2复位，因此阈值电压Vth越下降，作为驱动器DRV的输出的栅极电压VGS1下降的时刻t21越接近零电流。
另外，线圈L1中流动的电流I1减少为零后如图6(a)所示，恢复电流Ir向体二极管Ds1瞬间流动(时刻31)。由于从变压器提供该恢复电流，因此在体二极管断开的瞬间由于变压器的二次磁通与漏磁通而产生逆起电压。第三时刻检测电路33的比较器CMP3通过监视VHS1，检测体二极管Ds1断开的瞬间由于变压器的二次磁通与漏磁通而产生的逆起电压的上升界限时刻，如图6(i)所示，其输出变为高电平(时刻t32)。由此，触发器FF1的输出变为低电平，NOR门G2的输出Ve变为低电平(时刻t33)。
通过以上动作，图2的误差量Terr变小，开关MOSFET SW1中流动的电流I1接近零电流时，可以断开SW1，因此可以缩短电流流经体二极管的时间从而减少损耗。
另外，在该实施方式中，如图4(A)→(B)所示，由于负载的变动而导致电流I1的周期缩短时，由于在VGS1下降的瞬间SW1的漏极电压VHS1上升，NOR门G2的输出Ve不变为高电平。因此，可变阈值生成电路VTG内的电容器C2不放电，在下一周期提供给比较器CMP4的阈值电压Vth升高。结果如图4(C)所示，VGS1的下降时刻t2变为在零电流之前，由此迅速恢复到稳定控制状态。
以上，对本发明的实施例进行了说明，但本发明不限于所述实施例，根据本发明的技术思想可以进行各种变更，本发明当然也包括这些变更。例如，在所述实施方式中向变压器20的一次线圈L0输入交流电压，但在设置由二极管·半桥电路构成的整流电路，输入对交流电压进行整流后的脉动电流的情况下，当然也可以输入直流电压，通过开关元件使一次线圈中流过的电流导通·断开。
另外，所述实施方式中示出了在变压器20的二次侧具有两个线圈L1、L2，设置有对应于各线圈的开关MOSFET SW1、SW2的全波同步整流电路，但也可以应用于二次线圈为一个的半波同步整流电路。而且，也可以应用于回扫型(fly back)或共振型开关电源装置。
产业上的可应用性在以上说明中，说明了将本发明应用于DC-DC变换器的例子，但本发明并不仅限此，也可以应用于AC-DC变换器。
权利要求
1.一种同步整流型开关电源装置，具有在一次侧接受输入电压的变压器；为了对该变压器的二次线圈的电流进行整流而进行导通·断开的开关元件；以及驱动该开关元件的控制电路，所述开关电源装置，其特征在于，所述控制电路具有检测正向电流流过所述开关元件的体二极管的第一时刻的第一时刻检测电路；以及通过所述体二极管断开的瞬间产生的逆起电压检测第三时刻的第三时刻检测电路，在所述第一时刻使所述开关元件导通，在所述第三时刻之前使所述开关元件断开，并且生成所述开关元件的导通·断开控制信号，以使该开关元件的断开时刻接近所述第三时刻。
2.根据权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，根据所述开关元件的所述变压器的二次线圈的连接侧电位，通过所述第一时刻检测电路和第三时刻检测电路检测所述第一时刻与第三时刻。
3.根据权利要求1或2所述的开关电源装置，其特征在于，具有检测所述开关元件的导通·断开控制信号的变化时刻的第二时刻检测电路。
4.根据权利要求3所述的开关电源装置，其特征在于，所述控制电路具有通过所述第二时刻检测电路的检测信号而启动，并输出以规定速度变化的电压的定时电路；产生规定阈值电压的阈值电压生成电路以及将所述定时电路的输出电压与所述阈值进行比较的比较器，所述阈值电压生成电路根据所述第二时刻与第三时刻的时间差使所述阈值变化。
5.根据权利要求1～4中任意一项所述的开关电源装置，其特征在于，在所述变压器的二次侧设有第一线圈与第二线圈，具有与所述第一线圈相连的第一同步整流用开关元件、以及与所述第二线圈相连的第二同步整流用开关元件，所述控制电路，使所述第一同步整流用开关元件和所述第二同步整流用开关元件在相差180度相位期间导通工作。
6.根据权利要求1～5中任意一项所述的开关电源装置，其特征在于，向所述变压器的一次侧输入的电压为交流电压或者矩形波。
全文摘要
提供一种能够以高精度且偏差较小的稳定的电路，生成构成同步整流电路的开关元件的导通·断开控制信号的低损耗的电源装置。在具有在一次侧接受输入电压的变压器(20)、和在该变压器的二次侧使用开关MOSFET的整流电路的同步整流型开关电源装置中构成控制电路(30)，检测作为所述开关MOSFET的寄生二极管的体二极管中流过正向电流的第一时刻，以及在体二极管断开的瞬间由于变压器的二次磁通与漏磁通产生逆起电压的第三时刻，在第一时刻使所述开关MOSFET导通，在第三时刻之前的时刻使所述开关MOSFET断开，并且生成所述开关MOSFET的导通·断开控制信号，以使该开关MOSFET的断开时刻接近在体二极管断开的瞬间由于变压器的二次磁通与漏磁通而产生逆起电压的第三时刻。
文档编号H02M3/28GK101034853SQ20071000691
公开日2007年9月12日 申请日期2007年1月30日 优先权日2006年2月28日
发明者远藤直人, 枝村高次 申请人:三美电机株式会社