专利名称：半导体功率变换器的控制装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及用于半导体功率变换器的控制装置，特别涉及用于在对采用固定脉沖开关模式的半导体功率变换器的AC输出上叠加DC 分量进行控制的控制装置。
背景技术：
三相或者单相半导体功率变换器进行开关动作，引起与功率变换 器连接的变压器的非对称磁化。与功率变换器有关的AC负载、AC 系统等也可以引起变压器的非对称磁化，从而产生非对称磁化过电流。 为了防止非对称磁化过电流，必须停止功率变换器。这导致停止对负 载的供电。图1给出了标准三相功率变换器中进行的脉沖宽度调制(PWM ) 的原理。在图1中，三角波W1为栽波，而调制波W2对应于功率变 换器要产生的输出电压所需的命令值。波Wl和W2相互比较以开/ 关半导体开关元件，以使功率变换器可以提供与命令值相对应的电压。图2为标准单相半导体功率变换器中进行的PWM的原理示意 图。在图2中，三角波W3为载波，调制波W4对应于功率变换器要 产生的输出电压所需的命令值。波W3和W4相互比较以开/关半导体 开关元件，以使功率变换器可以提供相应于命令值的电压。图1和图2中的任一功率变换器连接至变压器以构成电源系统。 变压器导致铁芯饱和。为防止铁芯饱和，必须抑制非对称磁化。因此， 图l和图2中的三相以及单相半导体功率变换器每个的PWM采用通 过在调制波W2 ( W4 )上叠加DC分量而形成的调制波W2+ ( W4+ )。 在半导体功率变换器的AC输出上叠加DC分量对于抑制连接至功率 变换器的变压器的非对称磁化有效。
存在一种采用固定脉冲开关模式进行PWM控制的半导体功率 变换器。采用固定脉冲开关模式的PWM控制的好处在于，即使在选 通脉冲开关频率低的情况下也能减少谐波。但是这种方法不能改变AC 振幅，因此与传统PWM控制通过将载波与调制波比较而产生选通脉 冲不同，该方法不能在AC输出上叠加DC分量。因此需要开发一种 新的抑制非对称磁化的控制技术。相关技术例在日本未审查专利申请公开第2003-274675号中公 开。该公开揭示了，在其附图1的单脉沖单相桥电压式自激变换器中， 多个自猝灭式装置1A、 1B、 1C和1D被桥接，AC端子连接至电源系 统或者负载4，同时DC端子连接至DC电容3。另外，单脉冲单相桥 电压式自激变换器具有脉沖宽度计算装置5，用以根据要输出至AC 端子的AC输出电压的基波的有效值计算所需脉冲宽度；以及装置7、 8、 9、 10、 11、 28和29，用于将AC输出电压的脉沖宽度的一部分加 在输出电压相位上，从AC输出电压相位中减去减掉了 一部分脉冲宽 度的剩余脉沖宽度，计算单脉沖单相桥电压式自激变换器中的每个支 臂的相位命令值，并产生每个支臂的自猝灭装置1A、 1B、 1C和1D 的选通模式。发明内容考虑到相关技术的这些问题，本发明的目的在于提供一种控制装 置，用于控制采用固定脉沖开关模式的三相或者单相半导体功率变换 器，能够通过在功率变换器的AC输出电压上叠加DC分量来抑制连 接至功率变换器的变压器的非对称磁化。为了达到此目的，本发明的第一方面提供了一种控制装置，用于 控制采用固定脉冲开关模式并在其AC侧连接至变压器的三相半导体 功率变换器。控制装置包括非对称磁化抑制控制器，被配置为根据 磁通、激励电流或者从变压器检测到的表示它们的任何一个的值，对 施加到功率变换器的三相开关元件的每个基本固定脉沖开关模式产生 校正值；相位校正器，被配置为在任一个开关元件不执行开关动作的
定时逐一切换校正值；以及模式发生器，被配置为根据由相位校正器 提供的校正值校正基本固定脉冲开关模式并提供校正后的开关模式。
根据上述第一方面，控制装置通过对要施加到功率变换器的三相 开关元件的每个基本固定脉沖开关模式产生校正值，通过在任一个开 关元件不执行开关动作的定时逐一切换校正值，以及通过根据校正值 校正基本固定脉冲开关模式以在功率变换器的AC输出上叠加DC分 量，来控制釆用固定脉冲开关模式的三相半导体功率变换器。控制装 置可以对每一相抑制连接至功率变换器的变压器的非对称磁化，防止 过电流，并保证动作连续性。
本发明的第二方面提供了一种用于控制釆用固定脉冲开关模式 并连接至变压器的单相半导体功率变换器的控制装置。控制装置包括 非对称磁化抑制控制器，被配置为根据磁通、激励电流或者从变压器 检测到的表示它们的任何一个的值，对施加到功率变换器的开关元件 的每个基本固定脉冲开关模式产生校正值；相位校正器，被配置为在 任一个开关元件不执行开关动作的定时逐一切换校正值；以及模式发 生器，被配置为根据由相位校正器提供的校正值校正基本固定脉沖开 关模式并提供校正后的开关形态。
根据本发明的第二发明，控制装置通过为施加到功率变换器的开 关元件的每个基本固定脉冲开关模式产生校正值，通过在任一个开关 元件不执行开关动作的定时逐一切换校正值，以及通过根据校正值校 正基本固定脉冲开关模式以在功率变换器的AC输出上叠加DC分量 的方法，控制采用固定脉沖开关模式的单相半导体功率变换器。控制 装置可以对任一相抑制连接至功率变换器的变压器的非对称磁化，防 止过电流，并保证动作连续性。
图l给出了根据传统三相PWM控制的包括载波、调制波和DC 校正调制波的波形。
图2给出了根据传统单相PWM控制的包括载波、调制波以及DC校正调制波的波形。图3为用来驱动标准半导体功率变换器的1、 3、 5、 7固定脉冲 开关模式的示意图。图4给出了用于说明通过相移3固定脉沖开关模式得到的叠加 DC分量的原理的波形。图5给出了根据本发明的第一实施方式的用于控制采用固定脉 冲开关模式的三相半导体功率变换器的控制装置的方框图。图6给出了根据第一实施方式的控制装置中的包括校正前的固 定脉冲开关模式、校正值、相位命令以及校正后固定脉冲开关模式的 波形图。图7给出了根据本发明的第二实施方式的用于控制三相半导体 功率变换器的控制装置中的包括校正前的固定脉冲开关模式、校正值、 相位命令以及校正后固定脉冲开关模式的波形图。图8给出了根据本发明的第三实施方式的用于控制采用固定脉 沖开关模式的单相半导体功率变换器的控制装置的方框图。图9给出了根据本发明的第三实施方式的控制装置中的包括校正 前的固定脉沖开关模式、校正值、相位命令以及校正后固定脉冲开关 模式的波形图。图10给出了根据本发明的第四实施方式的用于控制单相半导体 功率变换器的控制装置中的包括校正前的固定脉沖开关模式、校正值、 相位命令以及校正后固定脉沖开关模式的波形图。
具体实施方式
以下参考附图对本发明的实施方式进行说明。首先，参照图3和 图4对本发明的用于采用固定脉沖开关模式的三相半导体功率变换器 的对非对称磁化进行抑制控制的原理进行说明。图3给出了用于驱动 半导体功率变换器的1、 3、 5、 7固定脉沖开关模式。1固定脉冲开关 模式在一个360。周期内产生一个脉冲，3固定脉冲开关模式在同样的 周期内产生3个脉沖，5固定脉沖开关模式在同样的周期内产生5个
脉冲，7固定脉冲开关模式在同样的周期内产生7个脉冲。固定脉冲开关控制不能增加正脉冲的波形高度和降低负脉冲的 波形高度。反之，固定脉冲开关控制对正负脉沖的相位进行操作以增 加大于绝对负整数值的绝对正整数值，或者大于绝对正整数值的绝对 负整数值。在本实施方式中，在每个周期中绝对正整数值比绝对负整 数值大a，据此在功率变换器的AC输出上叠加DC分量。参考图4，对用于增大大于负脉冲的绝对整数值的正脉冲的绝对 整数值的相位操作进行说明。图4所示的固定脉冲开关控制采用了 3 固定脉冲开关模式。图4中的波形(a)为每个周期的脉冲波形，包括 两个窄脉冲pn和一个宽脉沖Pw。为产生DC分量，宽脉冲Pw在每 个正周期微量展宽，在每个负周期以同样的微量收窄，如图4中波形 (b)所示。在三相工作的情况下，宽脉冲Pw在每端调整4。而不与其 他相的开关定时重叠。其结果，正脉沖的绝对整数值变得大于负脉冲 的绝对整数值，从而在功率变换器的输出上叠加了 DC分量。 第一实施方式以下参考图5和图6对本发明的第一实施方式的用于控制采用固 定脉沖开关模式的三相半导体功率变换器的控制装置进行说明。在图 5中，三相半导体功率变换器1具有开关元件U、 V、 W、 X、 Y和Z。 开关元件U和X形成U-X臂，开关元件V和Y形成V-Y臂，开关元 件W和Z形成W-Z臂。功率变换器l将三相电转换成直流电，或者 将直流电转换成三相电。在DC侧，功率变换器1连接至DC电源或 者DC电容11;而在AC侧，功率变换器连接至三相变压器12。变压 器12连接至AC电源或者负载13。功率变换器1的控制装置14包括非对称磁化抑制控制器15、相 位校正器16、模式发生器17以及PWM处理器18。非对称磁化抑制 控制器15根据磁通量、激励电流或者从变压器12检测到的表示它们 的任何值来计算校正值。PWM处理器18进行PWM处理以向开关元 件提供选通信号。图6中的波形(a)到(c)表示最初产生的分别用于功率变换器1的U-X、V-Y以及W-Z臂的3固定脉沖开关模式。图6中的波形(d) 表示用于U、 V、 W各相的选通脉冲。图6中的波形(e)到(g)表 示非对称磁化抑制控制器15分别为U、 V、 W各相产生的校正值。图 6中的波形(h)表示最终校正值。图6中的波形(i)表示相位校正 器16给出的相位命令。图6中的波形(j)至(1)表示由模式发生器 17分别为各臂提供的校正后的3固定脉冲开关模式。
非对称磁化抑制控制器15分别针对为U-X、 V-Y和W-Z臂设置 的校正前的3固定脉冲开关模式给出U、 V、 W相校正值ku、 kv、 kw。 相位校正器16在U-X、 V-Y和W-Z臂的任一个开关元件不执行开关 动作的定时逐一切换校正值ku、 kv和kw。为了叠加DC分量，控制 装置14在各臂的开关周期之外并最大限;变地远离各臂的开关周期的 定时进行相移。在本实施方式中，相移分别在30。、卯°、 150°、 210。、 270°和330。时实施。在给定的周期内，相位校正器16选择臂在该给定 周期内进行开关动作的相的校正值并持续向模式发生器17提供所选 校正值直至下一相移定时。根据该校正值，模式发生器17产生如图6 中波形(j)至(1)所示的分别要提供给U-X、 V-Y和W-Z臂的开关 元件的校正后的开关模式，。根据来自模式发生器17的校正后的开关模式，PWM处理器18 实施PWM处理，以驱动功率变换器1中的U-X、 V-Y和W-Z臂的开 关元件。
这样，本发明的第一实施方式的控制装置14通过在任一个开关 元件不执行开关动作的定时逐一切换校正值，从而在功率变换器1的 AC输出上叠加DC分量，来控制采用固定脉沖开关模式的三相半导 体功率变换器1。控制装置14可以抑制变压器12的非对称磁化并防 止功率变换器1和变压器12之间的过电流。这样，第一实施方式防止 了过电流，并保证了动作连续性。
第二实施方式
以下结合图5和图7对本发明的第二实施方式的用于控制采用固 定脉冲开关模式的三相半导体功率变换器的控制装置进行说明。第二 实施方式采用了与第一实施方式相同的部件。在图7中，第二实施方式的特征在于，在给定周期，相位校正器 16从由非对称磁化抑制控制器15提供的校正值中采样在该给定周期 进行开关动作的相的校正值，并保持采样的校正值直至下一相移定时。本发明的第二实施方式的控制装置14通过在任一个开关元件不 执行开关动作的定时逐一切换校正值，从而在功率变换器1的AC输 出上叠加DC分量，来控制釆用固定脉沖开关模式的三相半导体功率 变换器1。控制装置14可以抑制变压器12的非对称磁化并防止功率 变换器1和变压器12之间的过电流。这样，第二实施方式可以防止过 电流，并保证了动作连续性。尤其是，第二实施方式可以防止相位指 令具有会不必要地增加功率变换器1中的开关事件数量的负斜率。第三实施方式以下结合图8和图9对根据本发明的第三实施方式的用于控制采 用固定脉冲开关模式的单相半导体功率变换器的控制装置进行说明。 第三实施方式中与图5和图6所示的第一实施方式相同的部件用同样 的参考标识表示并省略重复性说明。在图8中，单相半导体功率变换器6包括开关元件U、 V、 X和 Y。开关元件U和X形成U-X臂，开关元件V和Y形成V-Y臂。在 DC侧，功率变换器6连接至DC电源或者DC电容ll，而在AC侧， 功率变换器6连接至单相变压器19。变压器19连接至AC电源或者 负载13。功率变换器6的控制装置14包括非对称磁化抑制控制器15、 相位校正器16、模式发生器17以及PWM处理器18。非对称磁化抑 制控制器15根据磁通量、激励电流或者从变压器19检测到的代表它 们的任何值计算校正值。PWM处理器18进行PWM处理以向开关元 件提供选通信号。图9中的波形(a)和(b)表示最初产生的分别用于功率变换器 6的U-X和V-Y臂的3固定脉沖开关模式。图9中的波形(c)表示 用于U、 V相的选通脉沖。图7D表示由非对称磁化抑制控制器15为 U相产生的校正值。图9中的波形(e)表示最终校正值。图9中的波
形(f)表示相位校正器16给出的相位命令。图9中的波形(g )和(h ) 表示由模式发生器17分别为各臂提供的校正后的3固定脉冲开关模 式。非对称磁化抑制控制器15针对为U-X、 V-Y臂设置的校正前的 3固定脉冲开关模式给出U相校正值ku。相位校正器16在U-X和V-Y 臂的任一开关元件不执行开关动作的定时改变校正值。为了叠加DC 分量，控制装置14在各臂的开关周期之外并最大限度地远离各臂的开 关周期定时进行相移。在本实施方式中，相移在90°、 270。处实施。在 给定的周期内，相位校正器16选择臂在该给定周期内进行开关动作的 相的校正值并持续向模式发生器17提供所选校正值直至下一相移的 定时。根据该校正值，模式发生器17产生如图9中波形(g)和(h) 所示的校正后的开关模式，提供给U-X、 V-Y臂的开关元件。这样，根据本发明的第三实施方式的控制装置14通过在任一个 开关元件不执行开关动作的定时改变校正值，从而在功率变换器6的 AC输出上叠加DC分量，来控制采用固定脉冲开关模式的单相半导 体功率变换器6。控制装置14可以抑制变压器19的非对称磁化并防 止功率变换器6和变压器19之间的过电流。从而，第三实施方式防止 了过电流，并保证了动作连续性。第四实施方式以下结合图8和图10对本发明的第四实施方式的用于控制采用 固定脉冲开关模式的单相半导体功率变换器的控制装置进行说明。第 四实施方式采用了与第三实施方式相同的部件。在图10中，第四实施方式的特征在于，在给定周期，相位校正 器16从由非对称磁化抑制控制器15提供的校正值中采样在该给定周 期进行开关动作的相的校正值，并保持采样的校正值直至下一相移定 时。本发明的第四实施方式的控制装置14通过在任一个开关元件不 执行开关动作的定时改变校正值，从而在功率变换器6的AC输出上 叠加DC分量，来控制采用固定脉沖开关模式的单相半导体功率变换器6。控制装置14可以抑制变压器19的非对称磁化并防止功率变换 器6和变压器19之间的过电流。这样，第四实施方式可以防止过电流， 并保证了动作连续性。尤其是，第四实施方式可以防止相位指令具有 会不必要地增加功率变换器6中的开关事件数量的负斜率。
权利要求
1. 一种控制装置，用于控制采用固定脉沖开关模式并且其AC侧 与变压器相连接的半导体三相功率变换器，所述控制装置包括非对 称磁化抑制控制器，被配置为根据磁通、激励电流或者从变压器检测 到的代表它们中的任何一个的值，对要被施加到所述功率变换器的三 相开关元件的每个基本固定脉冲开关模式产生校正值；相位校正器， 被配置为在任一个开关元件不执行开关动作的定时逐一切换校正值； 以及模式发生器，被配置为根据由所述相位校正器提供的校正值校正 基本固定脉沖开关模式并提供校正后的开关模式。
2. 权利要求l中记载的控制装置，其中，所述相位校正器采样并保持由非对称磁化抑制控制器提供的校 正值之一并以给定定时向模式发生器提供被采样并保持的校正值。
3. —种控制装置，用于控制采用固定脉沖开关模式并且其AC侧 与变压器相连接的单相半导体功率变换器，所述控制装置包括非对 称磁化抑制控制器，被配置为根据磁通、激励电流或者从变压器检测 到的代表它们中的任何一个的值，对要被施加到功率变换器的开关元 件的每个基本固定脉沖开关模式产生校正值；相位校正器，被配置为 在任一个开关元件不执行开关动作的定时逐一切换校正值；以及模式 发生器，被配置为根据由相位校正器提供的校正值校正基本固定脉沖 开关模式并提供校正后的开关模式。
4. 权利要求3中记载的控制装置，其特征为 所述相位校正器采样并保持由所述非对称磁化抑制控制器提供的校正值之一并以给定定时向所述模式发生器提供被采样并保持的校 正值。
全文摘要
一种用于控制采用固定脉冲开关模式的三相或者单相半导体功率变换器的控制装置，通过在功率变换器的AC输出电压上叠加DC分量来抑制连接至功率变换器的变压器的非对称磁化。三相半导体功率变换器1提供AC输出。AC输出电压由变压器12改变。用于控制功率变换器1的控制装置14包括非对称磁化抑制控制器15，它为施加到功率变换器1的三相开关元件的每个基本固定脉冲开关模式产生校正值；相位校正器16，在任一个开关元件不执行开关动作的定时逐一切换校正值；以及模式发生器17，根据由相位校正器16提供的校正值校正基本固定脉冲开关模式并提供校正后的开关模式。
文档编号H02M7/537GK101123402SQ20071014088
公开日2008年2月13日 申请日期2007年8月10日 优先权日2006年8月11日
发明者片冈秋久, 田中茂, 石塚智嗣, 秀瀬浩一 申请人:株式会社东芝