专利名称：功率变换装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种电车用的功率变换装置(逆变器装置)，特别是涉及一种
能够有效地降低以逆变器调制方式驱动电车时的高次谐波电流所引起的6 次的高次谐波噪音(以下称为「6次高次谐波噪音」)的功率变换装置。
背景技术：
目前，作为已揭示了驱动电车用的典型的逆变器调制方式的文献， 有例如下述非专利文献1等。在此非专利文献1所揭示的逆变器调制方式 中，揭示了如下的控制方式，即当逆变器频率较小时，使用多脉冲的非同 步调制，当逆变器频率变大时，使用3脉冲的同步调制，更进一步地当输 出电压达到最终电压(额定输出:100%)以后，使用单脉冲的同步调制。
非专利文献l: 「逆变器控制电车概论」饭田秀树、加我敦著、电 车研究会
发明内容
这里，在上述以往的逆变器调制方式中，特别是当输出电压达到 最终电压前后时通过所使用的3脉冲以及单脉冲的同步调制时，会有 如下问题，即电流波形中所包含的5次及7次的高次谐波电流所引起发 生的相当于6次的频率的转矩脉动分量会与车体的结构物产生共振，有时 因该共振会发生较大噪音。
本发明是鉴于上述问题所进行的，其目的在于，通过抑制相当于逆变 器频率的6次的频率的转矩脉动分量，提供能够降低由此转矩脉动分量所引起发生的6次高次谐波噪音的功率变换装置。
为了解决上述课题，达到目的，本发明涉及的功率变换装置，其特征 在于，功率变换装置具备将所输入的直流电压或交流电压变换成直流电 压的输入电路部、将来自前述输入电路部的直流电压变换成任意的频率的 交流电压从而驱动交流电动机的逆变器部、和生成输出对前述逆变器部所 具备的开关元件进行开关控制用的PWM波形的PWM波形生成部，在前述 功率变换装置中，以3脉冲模式驱动前述交流电动机时，将前述PWM波 形生成部输出的PWM波形中的逆变器频率的1/2周期内所包含的3个脉 冲，按照其生成顺序分别作为第l脉冲、第2脉冲、第3脉冲，设该第l 脉冲的脉冲宽度为Tp，该第2脉冲的脉冲宽度的1/2 (脉冲半值宽度)为 Tq，该第3脉冲的脉冲宽度为Tr，前述逆变器频率的周期为T，这时，前 述第1脉冲的脉冲宽度Tp、前述第2脉冲的脉冲半值宽度Tq、前述第3 脉冲的脉冲宽度Tr、和前述逆变器频率的周期T之间，被设定为满足Tq^ T/8、且Tp ^ Tq/2、且Tr ^ Tq/2的关系。
利用本发明涉及的功率变换装置，由于在以3脉冲模式驱动交流电动 机时，将对驱动交流电动机的逆变器部进行控制用的PWM波形中的逆变 器频率的1/2周期内所包含的3个脉冲，按照其生成顺序分别作为第l脉冲、 第2脉冲、第3脉冲，设第l脉冲的脉冲宽度为Tp，第2脉冲的脉冲宽度 的1/2 (脉冲半值宽度)为Tq，第3脉冲的脉冲宽度为Tr，逆变器频率的 周期为T，这时，第l脉冲的脉冲宽度Tp、第2脉冲的脉冲半值宽度Tq、 第3脉冲的脉冲宽度Tr、和逆变器频率的周期T之间，被设定为满足Tq^ T/8、且Tp^Tq/2、且Tr^Tq/2的关系，因此能够抑制相当于逆变器频率 的6次的频率的转矩脉动分量，起到能够降低此转矩脉动分量所引起发生 的6次高次谐波噪音的效果。
图1所示为本发明的优选的实施方式涉及的功率变换装置的构成例的构成图。
图2所示为以往型3脉冲模式时所生成的开关波形(线电压波形)图。
图3所示为本发明的优选的实施方式涉及的功率变换装置所采用的改 进型3脉冲模式时所生成的开关波形(线电压波形)图。
图4所示为与以往型3脉冲模式相比较的根据改进型3脉冲模式所得 到的高次谐波电流的降低效果图。
图5所示为与以往型3脉冲模式相比较的根据改进型3脉冲模式所得 到的高次谐波转矩分量的降低效果图。
图6所示为与单脉冲模式相比较的根据改进型3脉冲模式所得到的高 次谐波电流的降低效果图。
图7所示为与单脉冲模式相比较的根据改进型3脉冲模式所得到的高
次谐波转矩分量的降低效果图。 标号说明 1功率变换装置 2输入电路 3逆变器部
4a， 5a, 6a, 4b, 5b, 6b开关元件
7PWM波形生成部
8电动机
10架空线
11集电装置
12轨道
13车轮
具体实施例方式
以下，基于附图详细说明本发明的优选的实施涉及的功率变换装置。 此外，本发明并不限定于以下的实施方式。(功率变换装置的构成)
图1所示为本发明的优选的实施方式涉及的功率变换装置的构成例的 构成图。该图中，本实施方式涉及的功率变换装置1构成如下，它具备 至少包含开关、滤波电容器、滤波电抗器的输入电路2;具备开关元件4a、 5a、 6a、 4b、 5b、 6b、并连接驱动电车用的至少一台以上的电动机8而组 成的逆变器部3;以及生成输出对逆变器部3进行开关控制用的PWM波形 的PWM波形生成部7。此外，作为逆变器部3所连接的电动机8，感应电 动机或同步电动机较为合适。
另外，图1中，输入电路2的一端通过集电装置11与架空线IO连接， 另一端通过车轮13与大地电位的轨道12连接。由架空线10所供给的直流 功率或交流功率通过集电装置11向输入电路2的一端输入，同时输入电路 2的输出端生成的功率被输入逆变器部3。
逆变器部3具有将用开关元件4a、 5a、 6a所构成的正侧桥臂(例如U 相为4a)与开关元件4b、 5b、 6b所构成的负侧桥臂(例如U相为4b)分别串 联连接的支路。即，逆变器部3中构成具有3组(U相部分、V相部分、W 相部分)的支路的三相桥式电路。此外，作为开关元件4a、 5a、 6a、 4b、 5b、 6b，内装有反并联二极管的IGBT元件或IPM元件较为合适。
逆变器部3通过基于由PWM波形生成部7所输出的开关信号(PWM 波形)对开关元件4a、 5a、 6a、 4b、 5b、 6b进行PWM控制，将由输入电路 2所输入的直流电压变换成所希望的交流电压输出。此外，图1的例中，虽 然揭示了支路数为3(3相)时的构成例，但并不限定于此支路数。
(以往技术所得到的开关波形)
图2所示为以往技术涉及的3脉冲模式(以下称为「以往型3脉冲模式」) 时所生成的开关波形(线电压波形)图。§卩，该图所示的电压波形作为代表揭 示了逆变器部3的U相一V相间、V相一W相间、或W相一U相间的任何 一个的线电压波形。
图2中，在以往型3脉冲模式的线电压波形中，逆变器频率的l/2周期(T/2)的区间内，生成脉冲宽度T1、 T2、 T3的3个脉冲(以下，为了方便 起见，称为「第1脉冲」、「第2脉冲」及「第3脉冲」)，这些脉冲之间 有TKT2、 T3〈T2的关系。另外，第1脉冲与第3脉冲之间，从波形的 对称性观点来看， 一般设定为丁1=丁3。此外，对于以往型3脉冲模式中的 电流特性及转矩特性，将在后面叙述。 (本实施方式所得到的开关波形)
图3所示为本发明的优选的实施方式涉及的功率变换装置所采用的经 改进的3脉冲模式(以下称为「改进型3脉冲模式」)时所生成的开关波形(线 电压波形)图。此外，图3所示的波形图中，分开揭示了将逆变器频率的1/2 周期(T/2)的区间一分为二的1/4周期(T/4)的区间。
在图3所示的、利用改进型3脉冲模式所得到的开关波形(线电压波形) 中，某逆变器频率的1/4周期的区间内，输出前后夹住脉冲停止时间Ta、 Tc的脉冲宽度Tb的脉冲、和脉冲停止时间Tc后的脉冲宽度Td的脉冲， 同时这些脉冲群在下一个1/4周期的区间内以左右对称形状被翻转形成，更 进一步地在下一个1/2周期的区间内，前1/2周期刚输出的1/2周期的脉冲 群以点对称形状被重复形成。即，在本实施方式涉及的改进型3脉冲模式 中，输出由脉冲宽度Tb的第l脉冲、脉冲宽度2Td的第2脉冲、及脉冲宽 度Tb的第3脉冲形成的3个脉冲所得到的开关波形(线电压波形)。
此外，改进型3脉冲模式中，从波形的对称性观点来看，如图3所示， 也将第1脉冲和第3脉冲的各脉冲宽度设定成相同，但若从满足后述关系 式的范围内来看，这些脉冲宽度彼此之间也可以被设定成不同的值。
接着，对于图3所示的作为改进型3脉冲模式特征的脉冲停止时间Ta、 Tc及脉冲宽度Tb、 Td间的关系进行说明。
首先，脉冲宽度Td、脉冲宽度Tb及逆变器频率的周期T之间，最好
满足以下的关系。
<formula>formula see original document page 7</formula> …(l) <formula>formula see original document page 7</formula>…(2)另外，脉冲宽度Td作为形成改进型3脉冲模式的条件，必须满足以下
不等式。
Td<T/4 —Tb …(3) 由上述式(1) (3)，导出以下关系式。 T/8 $Td<T/4 —Tb …(4)
以下揭示几个典型例。例如作为满足上述式(2)的Tb，若设定Tb = T/12， 则上述式(4)变换为如下式所示。 T/8^Td<T/6 …(5)
因而，作为满足式(5)的Td，例如可选择Td:T/8、或丁(1 = 177等值。 另外，例如作为满足上述式(2)的Tb，若设定Tb二T/20，则上述式(4)
变换为如下式所示。
T/8^Td<T/5 …(6)
在此情况下，例如还可选择Td-T/6等值。
(功率变换装置的动作)
接着，对于本实施方式涉及的功率变换装置的动作，参照图1及图3 进行说明。图1中，由架空线1所供给的直流功率或交流功率，通过集电 装置11向输入电路2输入，同时输入电路2的输出端生成的直流功率被输 入逆变器部3。此时，PWM波形生成部7生成的规定的开关信号被输入构 成逆变器部3的各开关元件4a、 5a、 6a、 4b、 5b、 6b，逆变器部3的输出 端的各相间(U相一V相间、V相一W相间、W相一U相间)出现线电压， 被施加到电动机8上。
这里，在以往的逆变器控制中，当逆变器频率较小时，进行多脉冲的 非同步调制，当逆变器频率变大时，进行3脉冲的同步调制，更进一步当 输出电压达到最终电压时，进行单脉冲的同步调制。
另一方面，在利用本实施方式的逆变器控制中，当逆变器频率较小时， 使用多脉冲的非同步调制，但当逆变器频率变大时，使用如上述图3所示 的由改进型3脉冲模式所生成的PWM波形。此外，此改进型3脉冲模式所得到的PWM波形由PWM波形生成部7所生成。更进一步地，在利用本 实施方式的逆变器控制中，不使用以往所用的单脉冲模式。即，在利用本 实施方式的逆变器控制中，当输出电压达到最终电压以后，仍进行使用改 进型3脉冲模式所得到的PWM波形的控制。
此外，在利用本实施方式的逆变器控制中，有如下优点，即由于不使 用单脉冲模式，因此例如，没有必要考虑3脉冲模式与单脉冲模式切换时
发生的转矩变动。
另外，在以往的逆变器控制中，当输出电压达到最终电压(额定电压) 以后，由于进行了单脉冲模式的控制，因此无法进行PWM波形的改变， 从而不可能进行灵活的驾驶控制。另一方面，在利用本实施方式的逆变器 控制中，有如下优点，即由于能够连续使用可以进行PWM波形的改变的 改进型3脉冲模式，因此即使当输出电压达到最终电压以后，也能够进行 灵活的驾驶控制。
接着，对于本实施方式的功率变换装置所得到的效果，参照图4 图7 的各附图进行说明。图4所示为与以往型3脉冲模式相比较的根据改进型3 脉冲模式所得到的高次谐波电流的降低效果图，图5所示为与以往型3脉 冲模式相比较的根据改进型3脉冲模式所得到的高次谐波转矩分量的降低 效果图，图6所示为与单脉冲模式相比较的根据改进型3脉冲模式所得到 的高次谐波电流的降低效果图，图7所示为与单脉冲模式相比较的根据改 进型3脉冲模式所得到的高次谐波转矩分量的降低效果图。
如上所述，或作为公知的事实也众所周知的，在3脉冲及单脉冲的同 步调制时所使用的PWM波形中，包含将逆变器频率作为基本频率(l次)时 的5次及7次的高次谐波电流。另外，会发生由这些5次及7次的高次谐 波电流所引起的相当于基本频率的6次的转矩脉动分量。
例如，如图4的左侧的图所示，在以往型3脉冲模式中，设基波为100% 时，会发生30%强的5次高次谐波电流和约20%的7次高次谐波电流，另 外，如图5的左侧的图所示，设基波为0dB时，会发生一12dB前后的6次转矩脉动分量。
另一方面，在利用本实施方式的改进型3脉冲模式中，如图4的右侧 的图所示，5次高次谐波电流及7次高次谐波电流分别降低为15%弱及10 %弱。其结果，如图5的右侧的图所示，6次转矩脉动分量降低为约一25dB， 与以往比较，降低了约一13dB(约1/20)的大小。
另外，如图6的左侧的图所示，在单脉冲模式中，设基波为100%时， 会发生40%强的5次高次谐波电流和20%强的7次高次谐波电流，另外， 如图7的左侧的图所示，设基波为0dB时，会产生一12dB前后的6次转矩 脉动分量。即，将利用本实施方式的改进型3脉冲模式与单脉冲模式相比 较时，6次转矩脉动分量也会降低约一13dB(约1/20)的大小。
如以上说明那样，在本实施方式的功率变换装置中，由于当逆变器频 率较小时，进行多脉冲的非同步调制，随着逆变器频率变大，采用改变了 以往型3脉冲模式所得到的PWM波形的时间分配的改进型3脉冲模式所 得到的PWM波形，因此可抑制相当于逆变器频率的6次的频率的转矩脉 动分量，能够降低此转矩脉动分量所引起发生的6次高次谐波噪音。
另外，在本实施方式的功率变换装置中，能够得到以下效果，即由于 没有使用单脉冲模式，因此没有必要考虑3脉冲模式与单脉沖模式在切换 时发生的转矩变动来进行控制，能够简化控制结构或控制形态。
工业上的实用性
如上所述，本发明有如下作用，即本发明涉及的功率变换装置，能够 降低相当于逆变器频率的6次的频率的转矩脉动分量所引起发生的6次高 次谐波噪音。
权利要求
1.一种功率变换装置，其特征在于，具备将所输入的直流电压或交流电压变换成直流电压的输入电路部、将来自所述输入电路部的直流电压变换成任意的频率的交流电压从而驱动交流电动机的逆变器部、和生成输出对所述逆变器部所具备的开关元件进行开关控制用的PWM波形的PWM波形生成部，以3脉冲模式驱动所述交流电动机时，将所述PWM波形生成部输出的PWM波形中的逆变器频率的1/2周期内所包含的3个脉冲，按照其生成顺序分别作为第1脉冲、第2脉冲、第3脉冲，设该第1脉冲的脉冲宽度为Tp，该第2脉冲的脉冲宽度的1/2(脉冲半值宽度)为Tq，该第3脉冲的脉冲宽度为Tr，所述逆变器频率的周期为T，这时，所述第1脉冲的脉冲宽度Tp、所述第2脉冲的脉冲半值宽度Tq、所述第3脉冲的脉冲宽度Tr、和所述逆变器频率的周期T之间，被设定为满足Tq≥T/8、且Tp≤Tq/2、且Tr≤Tq/2的关系。
2. 如权利要求1所述的功率变换装置，其特征在于，所述第1脉冲的脉冲宽度Tp与所述第3脉冲的脉冲宽度Tr被设定为Tp = Tr。
3. 如权利要求1或2所述的功率变换装置，其特征在于，即使所述逆变器部的输出电压达到最终电压以后，仍以3脉冲模式驱动所述交流电动机。
全文摘要
本发明的目的是在电车用的功率变换装置中，降低相当于逆变器频率的6次的频率的转矩脉动分量所引起发生的6次高次谐波噪音。以3脉冲模式驱动使电车前进的电动机时，将对驱动电动机的逆变器部的开关元件进行控制用的PWM波形中的逆变器频率的1/2周期内所包含的3个脉冲，按照其生成顺序分别作为第1脉冲、第2脉冲、第3脉冲，设第1脉冲的脉冲宽度为Tp，第2脉冲的脉冲宽度的1/2(脉冲半值宽度)为Tq，第3脉冲的脉冲宽度为Tr，逆变器频率的周期为T，这时，第1脉冲的脉冲宽度Tp、第2脉冲的脉冲半值宽度Tq、第3脉冲的脉冲宽度Tr、和逆变器频率的周期T之间，设定为满足Tq≥T/8、且Tp≤Tq/2、且Tr≤Tq/2的关系。
文档编号H02P27/08GK101496277SQ200780006809
公开日2009年7月29日 申请日期2007年7月26日 优先权日2007年7月26日
发明者樋口裕 申请人:三菱电机株式会社