专利名称：直接型交流功率转换装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及直接型交流功率转换装置，具体涉及在直流连接部上设 置有钳位电路的直接型交流功率转换装置。
背景技术：
作为以逆变器为代表的主要的电路结构， 一般釆用通过整流电路和 平滑电路将商用交流转换为直流，并利用电压型转换器获得交流输出的 间接型交流功率转换电路。另一方面，作为直接从交流电压获得交流输 出的方式，公知有以矩阵转换器为代表的直接型交流功率转换装置，由 于使商用频率引起的电压脉动平滑的大型电容器和电抗器已经无法满足 需要，因此，近年来，作为能够期待转换器的小型化的下一代的功率转 换器不断受到注目。
并且，在文献1 (Lixiang.Wei和Thomas.A丄ipo著，"针对9一开关 双桥矩阵转换器在低输出功率因数下的动作的研究(Investigation of 9-switch Dual-bridge Matrix Converter Operating under Low Output Power Factor)"，美国IEEE， ISA2003， vol.l， pp.176-181)和文献2 (美国专 利第6995992号说明书)中，作为带有直流连接的直接转换电路，提出 了在现有形式的逆变器的直流连接上去除了平滑电路的电路方式和调制 原理。在该文献1和文献2中，示出了如下情况，即将直流连接部的 平均电流(电压)控制为脉流状，将转换器侧的电流控制为梯形波状， 并且使逆变器侧的PWM调制与转换器侧同步，从而能够直接从商用交 流转换交流输出，而不需要产生恒定的直流电压。
在上述带有直流连接的直接转换电路的电路中，由于在转换器侧不 具有再生功能，因此在直流连接部中需要吸收功率的钳位电路。
在上述带有直流连接的直接转换电路中，由于一个交流电容器与直
5流连接部相连，所以要对输入侧的LC滤波电路所使用的电容器施加VI倍 左右的电压，因此存在这样的问题由于要使用耐压性能较高的电容器， 所以会提高成本。
而且，在上述带有直流连接的直接转换电路中，为了进行钳位电路 的电容器的放电，需要有源元件和控制电路，从而电路结构变得复杂。
发明内容
因此，本发明的课题在于提供一种能够利用简单的结构来降低用于 钳位电路的电容器的耐压的直接型交流功率转换装置。
为了解决上述课题，本发明的直接型交流功率转换装置的特征在于， 该直接型交流功率转换装置具有转换器部，其将三相交流输入电压转 换为直流电压；逆变器部，其将所述转换器部所转换的所述直流电压转 换为预定的三相交流输出电压；连接所述转换器部与所述逆变器部的正 极侧的第1直流连接部和负极侧的第2直流连接部；以及钳位电路，其 连接在所述第1直流连接部和所述第2直流连接部之间，并且至少具有 两个电容元件，在将所述各电容元件串联地连接在所述第1直流连接部 和所述第2直流连接部之间的状态下，所述钳位电路通过来自所述逆变 器部的再生电流向所述各电容元件充电，另一方面，在将所述各电容元 件并联地连接在所述第1直流连接部和所述第2直流连接部之间的状态 下，所述钳位电路由所述电容元件来放电。
这里，所谓直流电压还包括在直流电压分量上叠加了交流电压分量 的电压。
根据上述结构，在将各电容元件串联地连接在所述第1直流连接部 和所述第2直流连接部之间的状态下，通过来自逆变器部的再生电流来 向各电容元件充电，另一方面，在将各电容元件并联地连接在第1直流 连接部和第2直流连接部之间的状态下，从电容元件放电。当通过来自 所述逆变器部的再生电流来向各电容元件充电时，在各电容元件处于串 联连接的状态下，对第1直流连接部与第2直流连接部之间的电压进行 分压。因此，通过使用这样的非线性电容电路，能够利用简单的结构来降低用于钳位电路的电容器的耐压。
并且，在一个实施方式的直接型交流功率转换装置中，所述电容元 件为第1电容元件和第2电容元件这两个电容元件，所述钳位电路具有:
所述第1电容元件，其一端与所述第1直流连接部相连；所述第2电容 元件，其一端与所述第2直流连接部相连；二极管元件，其正向连接在 所述第1电容元件的另一端与所述第2电容元件的另一端之间；第1开 关电路，其连接在所述二极管元件和所述第2电容元件的连接点与所述 第1直流连接部之间，并在所述第2电容元件进行放电时导通；以及第2 开关电路，其连接在所述二极管元件和所述第1电容元件的连接点与所 述第2直流连接部之间，并在所述第1电容元件进行放电时导通。
根据上述实施方式，由于能够通过所述第1开关电路和所述第2开 关电路来控制放电电平，因此可以对充电电平即钳位电压进行控制。
并且，在一个实施方式的直接型交流功率转换装置中，所述电容元 件为第1电容元件和第2电容元件这两个电容元件，所述钳位电路具有 所述第1电容元件，其一端与所述第1直流连接部相连；所述第2电容 元件，其一端与所述第2直流连接部相连；第1 二极管元件，其正向连 接在所述第1电容元件的另一端与所述第2电容元件的另一端之间；第2 二极管元件，其反向连接在所述第1 二极管元件和所述第2电容元件的 连接点与所述第1直流连接部之间；以及第3 二极管元件，其反向连接 在所述第1 二极管元件和所述第1电容元件的连接点与所述第2直流连 接部之间。
根据上述实施方式，由于将二极管应用到放电路径上，从而不需要 有源元件、控制电路，能够形成无源缓冲器的结构。
并且，在一个实施方式的直接型交流功率转换装置中，所述电容元 件为第1电容元件、第2电容元件和第3电容元件这三个电容元件，所 述钳位电路具有所述第1电容元件，其一端与所述第1直流连接部相 连；第1 二极管元件，其一端与所述第1电容元件的另一端相连；所述 第2电容元件，其一端与所述第1 二极管元件的另一端相连；第2 二极 管元件，其一端与所述第2电容元件的另一端相连；所述第3电容元件，其一端与所述第2 二极管元件的另一端相连，而另一端与所述第2直流 连接部相连；第3 二极管元件，其反向连接在所述第1 二极管元件和所 述第l电容元件的连接点与所述第2直流连接部之间；第4二极管元件， 其反向连接在所述第1 二极管元件和所述第2电容元件的连接点与所述 第l直流连接部之间；第5二极管元件，其反向连接在所述第2 二极管 元件和所述第2电容元件的连接点与所述第2直流连接部之间；以及第6 二极管元件，其反向连接在所述第2 二极管元件和所述第3电容元件的 连接点与所述第1直流连接部之间，所述第1 二极管元件正向连接在所 述第1电容元件与所述第2电容元件之间；所述第2 二极管元件正向连 接在所述第2电容元件与所述第3电容元件之间。
根据上述实施方式，当将来自所述逆变器部的再生电流充电给电容 元件时，在第1电容元件 第3电容元件处于串联连接的状态下，对第1 直流连接部与第2直流连接部之间的电压进行分压，因此，能够进一步 降低用于钳位电路的电容器的耐压。并且，与上述钳位电路串联连接了 两个电容器的情况相比，充电电压大致成为其1.5倍，但是放电电平相同。 由此，当电源电压(三相交流输入电压的电压变动)在最小电压以下时 进行放电，而当电源电压在最小电压以上时不进行充放电，从而能够针 对三相交流输入电压的电压变动避免由不必要的充放电动作所产生的损 耗。
如以上所明确的那样，根据本发明的直接型交流功率转换装置，通 过应用非线性电容电路，能够将钳位电路中的电容器耐压降低一半。而 且，由于将二极管应用到放电路径上，从而不需要有源元件、控制电路， 能够形成无源缓冲器的结构。
图1是本发明第1实施方式的直接型交流功率转换装置的结构图。 图2是示出上述直接型交流功率转换装置的直流电压的图。 图3是本发明第2实施方式的直接型交流功率转换装置的结构图。 图4是示出上述直接型交流功率转换装置的仿真结果的图。图5是针对上述直接型交流功率转换装置的功率因数为1时的再生 状态而示出各部分的输入电流与直流电流之间关系的波形的图。
图6是针对上述直接型交流功率转换装置的功率因数为0.7时的再生 状态而示出各部分的输入电流与直流电流之间关系的波形的图。
图7是示出所求出的上述直接型交流功率转换装置的负载功率因数 与电压电平之间的关系的结果的图。
图8是本发明第3实施方式的直接型交流功率转换装置的钳位电路 的结构图。
图9是以往的直接型交流功率转换装置的结构图。
图IO是示出上述直接型交流功率转换装置的仿真结果的图。
具体实施例方式
以下，根据图示的实施方式对本发明的直接型交流功率转换装置进 行详细地说明。
图1是本发明第1实施方式的直接型交流功率转换装置的结构图。
如图1所示，该第1实施方式的直接型交流功率转换装置具有由 晶体管Srp、 Srn、 Ssp、 Ssn、 S中、St。以及二极管Drp、 Dm、 Dsp、 Dsn、 Dtp、 Dtn所构成的转换器部1;由晶体管Sup、 Sun、 Svp、 Svn、 Swp、 S训以及二
极管Dup、 Dun、 Dvp、 Dvn、 D， D柳所构成的逆变器部2;以及控制部(未 图示)，该控制部输出用于导通和截止所述转换器部1的晶体管S^ Sm、 Ssp、 Ssn、 Stp、 St。以及逆变器部2的晶体管Sup、 Sun、 Svp、 SYn、 Swp、 Swn 的控制信号。
来自三相交流电源5的相电压Vr经由线圈Lll输入至所述转换器部
1的晶体管S"的集电极和晶体管Sm的发射极。并且，来自三相交流电源 5的相电压K经由线圈L12输入至晶体管Ssp的集电极和晶体管Sm的发
射极。并且，来自三相交流电源5的相电压Vt经由线圈L13输入至晶体
管Stp的集电极和晶体管Stn的发射极。所述晶体管S^、 Ssp、 Stp的发射极
分别与二极管D。、 Dsp、 Dtp的正极相连，而这些二极管D巾、Dsp、 Dtp的
9负极分别与第1直流连接部L1相连。另一方面，所述晶体管Sm、 Ssn、
Stn的集电极分别与二极管Dm、 Dsn、 Dtn的负极相连，而这些二极管Dm、
Dsn、 DtJ勺正极分别与第2直流连接部L2相连。
另外，将电容器Cll的一端连接在所述线圈Lll与晶体管S。的集电 极之间，将电容器C12的一端连接在线圈L12与晶体管Ssp的集电极之间， 将电容器C13的一端连接在线圈L13与晶体管Stp的集电极之间。将所述 电容器Cll、 C12、 C13的另外一端连接在一起。所述线圈Lll、 L12、 L13和所述电容器C11、 C12、 C13构成LC滤波器电路6。
并且，在所述转换器部2中，将晶体管Sup的发射极和晶体管Sun的 集电极与三相交流输出电压的相电压Vu的输出端子相连，将晶体管Svp
的发射极和晶体管Svn的集电极与相电压Vv的输出端子相连，将晶体管 Swp的发射极和晶体管S^的集电极与相电压 的输出端子相连。所述晶
体管Sup、 Svp、 Swp的集电极分别与第1直流连接部LI相连，而晶体管 Sun、 Svn、 Swn的发射极则分别与第2直流连接部L2相连。并且，在所述 晶体管Sup、Svp、Swp的集电极与发射极之间分别反向地连接着二极管Dup、 Dvp、 Dwp，并且在所述晶体管Sun、 Svn、 S目的集电极与发射极之间分别
反向地连接着二极管Dun、 Dvn、 Dwn。
在所述逆变器部2的相电压vu、 vv、 的输出端子上连接有三相星 形连接的负载(线圈L21、 L22、 L23和电阻R21、 R22、 R23)。
并且，将作为第1电容元件的一例的电容器C1的一端与所述第1直 流连接部LI相连，并将作为二极管元件的一例的二极管Dl的正极与该 电容器C1的另一端相连。将作为第2电容元件的一例的电容器C2的一 端与所述二极管Dl的负极相连，并将该电容器C2的另一端与第2直流 连接部L2相连。并且，将晶体管Q1的集电极与所述二极管D1的负极 相连，将该晶体管Ql的发射极与二极管Dll的正极相连。将所述二极 管Dll的负极与第1直流连接部LI相连。将晶体管Q2的发射极与所述 二极管D1的正极相连，并将该晶体管Q1的集电极与二极管D12的负极 相连。而且，将所述二极管D12的正极与第2直流连接部L2相连。所述 电容器C1、 C2、 二极管D1、 D2、 D3和晶体管Q1、 Q2构成钳位电路3。所述晶体管Ql和二极管Dll构成第1开关电路。并且，所述晶体管Q2 和二极管D12构成第2开关电路。
并且，所述直接型交流功率转换装置具有差动放大器4，将电压Vd (电容器C2两端之间的电压)施加给该差动放大器的非反转输入端子， 并将基准电压Vth施加给该差动放大器的反转输入端子，从差动放大器4 输出的控制信号Scl被输入到晶体管Ql、 Q2的基极。所述基准电压Vth 是用于在开始电容器C1、C2的放电时使晶体管QKQ2导通的基准电压。
如图1所示，由于利用被串联连接的两个电容器Cl、 C2来对第1 直流连接部L1与第2直流连接部L2之间的电压进行分压，因此，能够 将电容器Cl、 C2的施加电压降低到输入侧的LC滤波电路6中的电容器 C11 C13的施加电压的V^/2左右。
在所述第1实施方式的直接型交流功率转换装置中，由于能够控制 图2的放电电平，因此可以控制充电电平V1即钳位电压。这里，如图2 所示，注意到在直流连接电压的瞬态值中，最大电压的峰值为中间电压 的最小值的两倍，从而将钳位电路3用作在1/2电压处进行放电的缓冲器。
根据所述结构的直接型交流功率转换装置，在通过来自逆变器部2 的再生电流来对电容器C1、 C2进行充电时，由于是在将电容器C1、 C2 串联连接的状态下，对第1直流连接部Ll与第2直流连接部L2之间的 电压进行分压，因此能够利用简单的结构来降低用于钳位电路的电容器 的耐压。
并且，由于能够通过所述第l、第2开关电路(Ql、 Dll、 Q2、 D22) 来控制放电电平，因此可以控制充电电平V1即钳位电压。 [第2实施方式]
图3是示出本发明第2实施方式的直接型交流功率转换装置的结构 图。该第2实施方式的直接型交流功率转换装置除了钳位电路之外，其 他结构都与第1实施方式的直接型交流功率转换装置相同，对相同结构 的部分赋予相同的参考编号，并省略其说明。
将作为第1电容元件的一例的电容器C1的一端与所述第1直流连接 部Ll相连，并将作为第1 二极管元件的一例的二极管Dl的正极与该电容器Cl的另一端相连。将作为第2电容元件的一例的电容器C2的一端 与所述二极管Dl的负极相连，并将该电容器C2的另一端与第2直流连 接部L2相连。并且，将作为第2 二极管元件的一例的二极管D2的正极 与所述二极管D1的负极相连，将该二极管D2的负极与第1直流连接部 Ll相连。而且，将作为第3 二极管元件的一例的二极管D3的负极与所 述二极管Dl的正极相连，将该二极管D3的正极与第2直流连接部L2 相连。所述电容器C1、 C2和二极管D1、 D2、 D3构成钳位电路13。
在所述第2实施方式的直接型交流功率转换装置中，利用放电所需 的期间来确定放电电平，因此虽然充电电平超过了最大电压的峰值，但 是由于充电时的电压上升，从而在放电时中间电压作用的期间变长，因 此电容器电压发挥平衡的作用。
图9示出了用于比较的现有方式的直接型交流功率转换装置的结构，
在图9中，Sam、 Sbm、 Scm是转换器侧的晶体管，Sup、 Svp、 Swp、 Sun、 Svn、
S^是逆变器侧的晶体管，Sc是钳位电路的晶体管。并且，图10是针对 图9所示的直接型交流功率转换装置而示出了滞后功率因数负载为0.62
(51.5°)时的仿真结果的图。图10 (a)表示输入电流，图10 (b)表示 输出电流，图10 (c)表示直流连接电流，图10 (d)表示钳位电容器电 压和直流连接电压，图10 (e)表示有源钳位二极管电流，图10 (f)表 示有源钳位IGBT (绝缘栅双极晶体管)电流。
并且，图4是针对该第2实施方式的直接型交流功率转换装置而示 出了滞后功率因数负载为0.62 (51.5°)时的仿真结果的图。图4 (a)表 示输入电流，图4 (b)表示输出电流，图4 (c)表示直流连接电流，图 4 (d)表示钳位C串联电压和直流连接电流以及钳位C并联电压，图4
(e)表示无源钳位充电电流，图4 (f)表示无源钳位放电电流。
在图9所示的以往的直接型交流功率转换装置中，由于在阈值电压 350V下被钳位，因此在钳位电压下反复进行充放电，与之相对，在第2 实施方式中，由于在中间电压为最小的期间来确定放电电压，因此能够 获得为放电电压两倍的钳位电压，能够在不进行控制的情况下实现恒电 压钳位动作。并且，在上述文献1 ("针对9一开关双桥矩阵转换器在低输出功率 因数下的动作的研究(Investigation of 9-switch Dual-bridge Matrix Converter Operating under Low Output Power Factor)，，)中，不出了在输 出电流的相位角大于等于tu/6的区域中，在直流连接部中再生电流的情况。
下面，说明再生期间与钳位电压之间的关系。
图5 (a) 图5 (e)是针对该第2实施方式的直接型交流功率转换 装置的功率因数为1时的再生状态而示出各部分的输入电流与直流电流 之间关系的波形的图，图6 (a) 图6 (e)是针对滞后兀/4并且功率因 数为0.7时的再生状态而示出各部分的输入电流与直流电流之间关系的 波形的图。这里，图5 (a)、图6 (a)表示所输入的相电压波形，图5
(b) 、图6 (b)表示直流电压，图5 (c)、图6 (c)表示线电流，图5 (d)、图6 (d)表示直流电流，图5 (e)、图6 (e)表示时间比率U、 t6。
根据所选择的两个矢量，在直流连接部(第1直流连接部L1、第2 直流连接部L2)中流过两相的线电流。在图5中的模式1下，可以明白 如下情况(参考图5 (c)):在V4期间逆变器部2的U相的上支路(Sup) 导通，因此线电流Iu流向直流连接部；而在V6期间逆变器部2的W相 的下支路(Swn)导通，因此线电流-Iw流向直流连接部。并且，从波形 中可以看出在相对于滞后相位为兀/6之前，直流连接电流为正(参考图5
(c) )。
另一方面，图6 (a) 图6 (e)示出了该第2实施方式的直接型交 流功率转换装置滞后兀/4 (功率因数为0.7)的情况，在V6期间中，Ti/12 期间内的电流为负，并且仅在该区域内，充电电流会流入钳位电路13(参 考图6 (c)、图6 (d))。
此时，钳位电路13的电容器C1、 C2保持放电时的两倍的恒定电压， 并且在通过转换器部1的开关而使直流连接电压成为中间电压Emid时进 行放电。另外，这里，所保持的电压利用逆变器部2侧的负载相位与放 电相位之间的平衡来保持平衡。
当观察图6的充电时的电荷时，在图6 (e)中所示的时间比率t4、 t6下进行PWM调制，因此通过将电流值(图6 (d))与时间比率(图6 (e)) 相乘来求出平均电流。
t6期间所呈现出的直流电流U表现为其W相电流发生翻转，如果将
电流滞后相位角(功率因数角)设为-，则直流电流U为
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这里，由于滞后相位的角度较小，因此如果将正弦波以直线来近似， 则可以通过下式来表示电流值与时间比率。
因此，平均电流Iv6t6为
而充电电荷q。可以通过对平均电流Iv6t6进行积分来求出
<formula>formula see original document page 14</formula>
另一方面，由于是在与中间电压连接的期间，即在输入功率因数为1 的情况下来对放电电荷进行控制，所以在输入电流为中间相的期间(模 式1中S相电流)，钳位电路13的电容C1、 C2释放出电荷，因此可以 求出放电相位与电荷之间的关系。
如果同样地以直线来进行近似，来求出相位角&与放电电荷&之间 的关系，贝U:
<formula>formula see original document page 14</formula>
如果求出使充电电荷&与放电电荷&相等的放电相位，则可以确定 放电电压电平。由于两者的关系会由于负载功率因数、输出的电压控制率ks而变化，
因此通过下式来进行校正。 《c =《(A COS-
并且，所获得的放电相位与电压电平之间的关系可以利用直流连接 波形而成为如下的关系。
K。w=sin(^+;r/6)), ^妙=2F/0W
利用上述关系式所求出的负载功率因数与电压电平之间关系的结果 如图7所示。在图7中，示出了针对输入200V的三相交流输入电压时的 负载相位角的放电电平、充电电平以及负载功率因数的变化。并且，在 图7中，白色圆圈的标记为放电电平[V]，黑色圆圈的标记为充电电平[V]， 三角形的标记为负载功率因数。
如图7所示，负载相位角越大，负载功率因数越小，放电电平和充 电电平越高。
如上所示，可知由于通过负载功率因数来确定充电电荷，并且通 过充电电荷来唯一地确定放电电平，因此即使在本实施方式中使用无源 电路的情况下，钳位电压也能够保持平衡。
根据上述结构的直接型交流功率转换装置，在通过来自逆变器部2 的再生电流来对电容器C1、 C2进行充电时，由于是在将电容器C1、 C2 串联连接的状态下，对第1直流连接部Ll与第2直流连接部L2之间的 电压进行分压，因此能够利用简单的结构来降低用于钳位电路的电容器 的耐压。
并且，由于将二极管应用到放电路径上，从而不需要有源元件和控 制电路，能够形成无源缓冲器的结构。 [第3实施方式]
图8是本发明第3实施方式的直接型交流功率转换装置的钳位电路 的结构图。该第2实施方式的直接型交流功率转换装置除了钳位电路之 外，其他结构都与第1实施方式的直接型交流功率转换装置相同，对相 同结构的部分赋予相同的参考编号，并省略其说明，而引用图l。
将作为第1电容元件的一例的电容器C1的一端与所述第1直流连接部Ll相连，并将作为第1 二极管元件的一例的二极管Dl的正极与该电 容器Cl的另一端相连。将作为第2电容元件的一例的电容器C2的一端 与所述二极管Dl的负极相连，并将该电容器C2的另一端与作为第2 二 极管元件的一例的二极管D2的正极相连。而且，将作为第3电容元件的 一例的电容器C3的一端与所述二极管D2的负极相连，将电容器C3的 另一端与第2直流连接部L2相连。并且，将作为第3 二极管元件的一例 的二极管D3的负极与所述二极管Dl的正极相连，将该二极管D3的正 极与第2直流连接部L2相连。将作为第4 二极管元件的一例的二极管 D4的正极与所述二极管Dl的负极相连，将该二极管D4的负极与第1 直流连接部L1相连。并且，将作为第5二极管元件的一例的二极管D5 的负极与所述二极管D2的正极相连，将该二极管D5的正极与第2直流 连接部L2相连。而且，将作为第6二极管元件的一例的二极管D6的正 极与所述二极管D2的负极相连，将该二极管D6的正极与第1直流连接 部L1相连。所述电容器C1 C3和二极管D1 D6构成钳位电路23。
上述第3实施方式的直接型交流功率转换装置具有与第2实施方式 的直接型交流功率转换装置相同的效果，并且能够进一步降低用于钳位 电路23的电容器C1 C3的耐压。并且，与如图2所示的钳位电路串联 连接有两个电容器的充电电平V1的情况相比，在该第3实施方式中，充 电电压V2大致成为其1.5倍，但是放电电平相同。由此，当电源电压(三 相交流输入电压的电压变动)在最小电压以下时进行放电，而当电源电 压在最小电压以上时不进行充放电，从而能够针对三相交流输入电压的 电压变动避免由不必要的充放电动作所产生的损耗。
在上述第1 第3实施方式中，对具有转换器1和逆变器2的直接型 交流功率转换装置进行了说明，但是转换器部和逆变器部的电路结构不 限于此，能够将本发明应用到如下这样的直接型交流功率转换装置，艮P: 具有将三相交流输入电压转换为直流电压的转换器部，以及将该转换器 部所转换后的直流电压转换为预定的三相交流输出电压的逆变器部，并 且在连接转换器部与逆变器部的直流连接部上不具有平滑用的滤波器的 直接型交流功率转换装置。
权利要求
1. 一种直接型交流功率转换装置，其特征在于，该直接型交流功率转换装置具有转换器部(1)，其将三相交流输入电压转换为直流电压；逆变器部(2)，其将所述转换器部(1)所转换的所述直流电压转换为预定的三相交流输出电压；连接所述转换器部(1)和所述逆变器部(2)的正极侧的第1直流连接部(L1)和负极侧的第2直流连接部(L2)；以及钳位电路(3、13、23)，其连接在所述第1直流连接部(L1)和所述第2直流连接部(L2)之间，并且至少具有两个电容元件(C1、C2、C3)，在将所述各电容元件(C1、C2、C3)串联地连接在所述第1直流连接部(L1)和所述第2直流连接部(L2)之间的状态下，所述钳位电路(3、13、23)通过来自所述逆变器部(2)的再生电流向所述各电容元件(C1、C2、C3)充电，另一方面，在将所述各电容元件(C1、C2、C3)并联地连接在所述第1直流连接部(L1)和所述第2直流连接部(L2)之间的状态下，所述钳位电路(3、13、23)由所述电容元件(C1、C2、C3)来放电。
2. 根据权利要求l所述的直接型交流功率转换装置，其特征在于， 所述电容元件为第1电容元件(Cl)和第2电容元件(C2)这两个电容元件，所述钳位电路(3)具有所述第1电容元件(Cl)，其一端与所述第1直流连接部(Ll)相连； 所述第2电容元件(C2)，其一端与所述第2直流连接部(L2)相连； 二极管元件(Dl)，其正向连接在所述第1电容元件(Cl)的另一端与所述第2电容元件(C2)的另一端之间；第l开关电路(Ql、 Dll)，其连接在所述二极管元件(Dl)和所述第2电容元件(C2)的连接点与所述第1直流连接部(Ll)之间，并在所述第2电容元件(C2)放电时导通；以及第2开关电路(Q2、 D12),其连接在所述二极管元件(Dl)和所述 第1电容元件(Cl)的连接点与所述第2直流连接部(L2)之间，并在 所述第1电容元件(Cl)放电时导通。
3. 根据权利要求l所述的直接型交流功率转换装置，其特征在于， 所述电容元件为第1电容元件(Cl)和第2电容元件(C2)这两个电容元件，所述钳位电路(13)具有所述第1电容元件(Cl)，其一端与所述第1直流连接部(Ll)相连； 所述第2电容元件(C2)，其一端与所述第2直流连接部(L2)相连； 第1 二极管元件(Dl)，其正向连接在所述第1电容元件(Cl)的另一端与所述第2电容元件(C2)的另一端之间；第2 二极管元件(D2)，其反向连接在所述第1 二极管元件(Dl)和所述第2电容元件(C2)的连接点与所述第1直流连接部(Ll)之间；以及第3 二极管元件(D3)，其反向连接在所述第1 二极管元件(Dl) 和所述第1电容元件(Cl)的连接点与所述第2直流连接部(L2)之间。
4. 根据权利要求l所述的直接型交流功率转换装置，其特征在于， 所述电容元件为第1电容元件(Cl)、第2电容元件(C2)和第3电容元件(C3)这三个电容元件， 所述钳位电路(23)具有所述第1电容元件(Cl)，其一端与所述第1直流连接部(Ll)相连； 第1 二极管元件(Dl)，其一端与所述第1电容元件(Cl)的另一 端相连；所述第2电容元件(C2)，其一端与所述第1 二极管元件(Dl)的 另一端相连；第2 二极管元件(D2)，其一端与所述第2电容元件(C2)的另一 端相连；所述第3电容元件(C3)，其一端与所述第2 二极管元件(D2)的另一端相连，而另一端与所述第2直流连接部(L2)相连；第3 二极管元件(D3)，其反向连接在所述第1 二极管元件(Dl)和所述第1电容元件(Cl)的连接点与所述第2直流连接部(L2)之间; 第4 二极管元件(D4)，其反向连接在所述第1 二极管元件(Dl)和所述第2电容元件(C2)的连接点与所述第1直流连接部(Ll)之间; 第5 二极管元件(D5)，其反向连接在所述第2 二极管元件(D2)和所述第2电容元件(C2)的连接点与所述第2直流连接部(L2)之间;以及第6 二极管元件(D6)，其反向连接在所述第2 二极管元件(D2) 和所述第3电容元件(C3)的连接点与所述第1直流连接部(Ll)之间，所述第1 二极管元件(Dl)正向连接在所述第1电容元件(CO与 所述第2电容元件(C2)之间；所述第2二极管元件(D2)正向连接在所述第2电容元件(C2)与 所述第3电容元件(C3)之间。
全文摘要
在将电容器C1、C2串联地连接在第1直流连接部L1和第2直流连接部L2之间的状态下，通过来自逆变器部2的再生电流来对电容器C1、C2进行充电。另一方面，在放电时使第1、第2开关电路(Q1、D11、Q2、D12)导通，从而在将电容器C1、C2并联地连接在第1直流连接部L1和第2直流连接部L2之间的状态下，从电容器C1、C2放电。
文档编号H02M7/48GK101432958SQ20078001491
公开日2009年5月13日 申请日期2007年4月20日 优先权日2006年4月24日
发明者榊原宪一 申请人:大金工业株式会社