电力变换装置的制作方法

专利名称：电力变换装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及电力变换装置，特别涉及将交流电力变换为直流电力
的变换器(converter)。
背景技术：
作为现有的电力变换装置，由具有GTO等自消弧能力的半导体元 件构成的PWM变换器能够与电源电压的极性、电流的极性、大小无 关地进行开关(switching)，在动力运转时可以控制为力率1，在再 生时可以控制为力率-1 (例如参照非专利文献l)。
非专利文献l:"最新電気鉄道工学"(电气学会电气铁道的调 查专门委员会2000/9/11发行3口大社)P60~67
但是，在现有的PWM变换器中，通过电压大的脉沖的PWM控 制，在交流输入端子产生电压。如果要没有用于波形形成的失真地抑 制高次谐波，则需要增大系统的电抗(reactor)、或增加开关次数。 但是，如果增大电抗，则装置大型化，如果增加开关次数，则电力损 失增加，电磁噪声还会增加。另外，如果减少开关次数，则电流失真 增大，有系统会产生高次谐波电流的问题。

发明内容
本发明就是为了解决上述那样的问题而提出的，其目的在于提 供一种在将交流电力变换为直流电力而在再生时也能够进行电力控制 的变换器，即提供一种在抑制高次谐波的同时降低了电力损失和电磁 噪声的、变换效率高并促进了小型化的电力变换装置。
本发明的电力变换装置是将电力分别从交流变换为直流的主变换 器和子变换器串联连接起来而构成的。另外，上述主变换器的直流电压比上述子变换器的直流电压大，在上述主变换器和交流电源之间配 置上述子变换器。
在这样的电力变换装置中，以主变换器和子变换器的各交流输入 端子所产生的电压的和，在电力变换器的交流输入侧产生电压。这样， 由于能够由主变换器和子变换器来分担电压，所以不需要高频率地开 关产生电压大的脉冲，不增大电抗，就能够在抑制高次谐波的同时降 低电力损失和电磁噪声。


图l是本发明的实施例1的电力变换装置的结构图。
图2是本发明的实施例1的子变换器的电路图。
图3是表示本发明的实施例1的电力变换装置的控制流程全体的图。
图4是表示本发明的实施例1的电力变换装置的控制的一部分的 流程图。
图5是表示本发明的实施例1的电力变换装置的控制的一部分的 流程图。
图6是说明图5的控制的波形图。 图7是说明图5的控制的波形图。
图8是表示本发明的实施例1的电力变换装置的控制的一部分的 流程图。
图9是说明图8的控制的波形图。
图10是表示本发明的实施例1的电力变换装置的控制的一部分的 流程图。
图11是表示本发明的实施例1的电力变换装置的控制的一部分的 流程图。
图12是说明本发明的实施例l的电力变换装置的动力运转时的控 制的流程图。
图13是说明本发明的实施例l的电力变换装置的动力运转时的控
6制的流程图。
图14是说明本发明的实施例1的电力变换装置的再生时的控制的 流程图。
图15是说明本发明的实施例1的电力变换装置的再生时的控制的 流程图。
图16是说明本发明的实施例1的其他例子的控制的波形图。 图17是表示本实施例2的电力变换装置的控制流程的图。 图18是说明本发明的实施例2的电力变换装置的动力运转时的控 制的波形图。
图19是说明本发明的实施例2的电力变换装置的再生时的控制的 波形图。
图20是表示本发明的实施例3的电力变换装置的控制的流程全体 的图。
图21是表示本发明的实施例3的电力变换装置的控制的一部分的 流程图。
图22是说明图21的控制的波形图。 图23是说明图21的控制的波形图。
图24是表示本发明的实施例3的电力变换装置的控制的一部分的 流程图。
图25是说明图24的控制的波形图。 图26是说明图24的其他例子的控制的波形图。 图27是说明图24的其他例子的控制的波形图。 图28是说明图24的其他例子的控制的波形图。 图29是表示本发明的实施例3的电力变换装置的控制的一部分的 流程图。
图30是本发明的实施例3的其他例子的电力变换装置的结构图。 图31是本发明的实施例4的电力变换装置的结构图。 图32是表示本发明的实施例4的电力变换装置的各变换器的输出 逻辑和输出等级(电压电平)的图。图33是本发明的实施例4的电力变换装置的各变换器的电压波形。
具体实施方式
实施例1
以下，针对图说明本发明的实施例1的电力变换装置。 图l是表示本发明的实施例1的电力变换装置的结构的图。 如图l所示那样，电力变换装置由电力变换器7构成，该电力变 换器7是将单相的子变换器3的交流侧分别串联连接到由三相2电平 变换器构成的主变换器2的各相交流输入线9上而构成的。主变换器 2和各子变换器3在直流输出侧具备滤波电容器4、 5,主变换器2的 滤波电容器4和子变换器3的滤波电容器5具有不同的直流电压。电 力变换器7将从作为交流电源的三相交流的系统电源1通过系统的电 抗6供给的交流电力变换为直流电力，并将该直流电力供给到主变换 器2的滤波电容器4。 8是例如电动机负载和驱动它的变换器、或直流 负载。
主变换器2是由逆并联连接了二极管的多个IGBT等的自消弧型 半导体开关元件和滤波电容器4构成的三相2电平变换器。另外，子 变换器3如图2 (a)所示那样，由逆并联了二极管12的多个IGBT 等的自消弧半导体开关元件11的全桥(full bridge)和滤波电容器5 构成。自消弧型半导体开关元件除了 IGBT以外，还可以是GCT、 GTO、晶体管、MOSFET等、以及没有自消弧功能的半导体开关元件 (thyristor )等，使得可以进行强制换流动作。
在此，假设主变换器2的滤波电容器4的电压比子变换器3的滤 波电容器5大，滤波电容器4的电压与滤波电容器5的电压的比例如 是2: 1、 3: 1、 4: 1、 5: 1、 6: 1，与产品规格对应地设定。
另外，将能够授受电力的具有再生功能的直流电源连接到子变换 器3的滤波电容器5上，但在此表示省略了直流电源的情况。另外， 如图2(b)所示那样，也可以代替子变换器3的滤波电容器5,而使用贮存电荷的电池等直流电源13。
这样构成的电力变换装置除了直流负载以外，还适用于电动机、 点灯等负载、或在后级具备变换器而向交流系统等供给交流电力的电 力变换装置的中间直流电压的形成。控制的基本在于在交流、直流 之间进行电力变换使得作为直流输出电压的主变换器2的滤波电容器 4的直流电压维持为规定值，为此而在交流侧产生与系统电源电压相 同的电压。
接着，说明电力变换装置的控制。
图3是表示本实施例1的电力变换装置的控制的流程全体的图。
如图3所示那样，在基波导出过程21中，测量系统电源l的相电 压Vsi (i = r, s， t)，导出系统电压的基波Vooi。在电压输出脉沖宽 度决定过程22中，根据子变换器3的滤波电容器电压(DC电压)Vb 的指令值(DC电压指令值)VbO，决定驱动主变换器2内的开关元件 的选通(gate)信号的脉冲宽度，输出与该选通脉冲宽度对应的电压 基波的值，即判定电压VHantei。在主变换器2的DC电压指令值VcO 生成过程23中，决定主变换器2的滤波电容器电压(DC电压)Vc 的指令值(DC电压指令值)VcO，使得子变换器3的DC电压Vb跟 随设定了的DC电压指令值VbO。
另外，在电压指令生成过程24中，为了控制系统电流使得主变换 器2的DC电压Vc成为DC电压指令值VcO，而生成与电力变换器7 的交流侧产生的电压对应的电压指令(输入电压指令)Vir (i = r, s, t)。在高精度电压过程25中，根据电力变换器7的电压指令Vir (i =r， s， t)，生成与各变换器2、 3的电压指令对应的控制信号。这 时，针对系统线间电压的半波，主变换器2产生1个脉冲的线间电压， 生成主变换器2和子变换器3的控制信号，使得电力变换器7的交流 侧的产生电压与系统电源电压相等。然后，在选通脉冲生成电路(逻 辑电路)26中，从高精度电压过程25输入与各变换器2、 3的电压指 令对应的控制信号，生成驱动各变换器2、3内的开关元件的选通脉冲。
以下，说明图3所示的各元件21 ~26的控制的详细。
9图4是表示基波导出过程21中的处理的流程图。在基波导出过程 21中，根据测量出的系统电源1的相电压Vsi (i = r， s， t)检测出相 位，并且根据相电压Vsi的时间积分求出电压实效值，导出以电压实 效值的々2倍为峰值的电压基波Vooi。该基波Vooi被输入到电压指令 生成过程24。
图5是表示电压输出脉冲宽度决定过程22中的处理的流程图。在 电压输出脉冲宽度决定过程22中，以子变换器3的DC电压指令值 Vb0为输入，在子变换器3的滤波电容器5的电压是指令值Vb0的电 压时，决定驱动主变换器2内的开关元件的选通信号的脉冲宽度，使 得能够进行电流控制。
图6、图7是说明通过调整主变换器2内的开关元件的选通脉冲 宽度，使得即使在低滤波电容器电压下子变换器3也能够进行电流控 制的效果的波形图。特别地，图6表示脉冲宽度调整前，图7表示脉 冲宽度调整后。在此，为了容易理解，按照R相和S相的2相进行考 虑。
如图所示，针对系统电源1的线间电压的半波，主变换器2产生 l个脉冲的线间电压。另外，R相、S相的子变换器3被进行PWM控 制，使得弥补系统线间电压与主变换器2的线间电压的差分。
在再生时的控制中，如果在主变换器2的R相和S相的支i^ arm ) 中，正侧(上侧)或负侧(下侧)的同侧的开关元件接通(ON)的时 间重叠，则可以产生夹着作为R相系统相电压和S相系统相电压的线 间电压的系统线间电压而经过同侧的元件(开关元件/二极管)的短路 回路。该期间是图6、图7的第3段所示的R、 S相上(下)支路的选 通接通(ON)的期间，如第4段所示那样，主变换器2的R相和S 相的线间电压为0。即，必须由位于线间的R相、S相的2个子变换 器3产生R相、S相之间的系统线间电压。
在图6、图7的第5段中，表示(系统线间电压-主变换器线间 电压)、R相、S相的2部分的子变换器3的滤波电容器电压。在(系 统线间电压-主变换器线间电压)为R相、S相的2部分的子变换器3的滤波电容器电压以下时，可以控制流过电力变换器7的电流，即 系统的电流。在图6中，在主变换器线间电压为0的期间中，(系统 线间电压-主变换器线间电压)有超过R相、S相的2部分的子变换 器3的滤波电容器电压的时候，这时，不能进行电流控制，如图6的 第l段所示那样，在系统电流中产生过电流。另一方面，在图7中， 进行调整使得缩小主变换器2内的开关元件的选通脉沖宽度，缩小第 3段所示的R、 S相上(下)支路的选通接通期间，缩短主变换器线间 电压为0的期间。由此，在图7所示的情况下，(系统线间电压-主 变换器线间电压)始终为R相、S相的2部分的子变换器3的滤波电 容器电压以下，即使子变换器3的滤波电容器电压低，如图7的第1 段所示那样，系统电流不产生过电流，也能够控制为大致正弦波形。
在电压输出脉冲宽度决定过程22中，如图7所示那样，决定再生 时的主变换器2内的开关元件的选通脉冲宽度ATmax，调整主变换器 2的线间电压为0的期间，使得(系统线间电压-主变换器线间电压) 为2部分的子变换器3的滤波电容器电压以下。由此，能够将在电力 变换器1的交流侧产生的线间电压控制为与系统线间电压同等，也能 够控制系统电流。在主变换器2在交流侧产生电压脉冲时，子变换器 3的滤波电容器电压Vb的2倍的电压必须比不包含高次谐波的RS相 间电压Vrs和高次谐波峰值的最大值V叩max的和大，因此求出主变 换器2内的开关元件的选通脉冲宽度ATmax。然后，作为判定电压 VHantei输出与选通脉冲宽度ATmax对应的电压基波的值。该判定电压
VHantei被输入到高精度电压过程25。
图8是表示主变换器2的DC电压指令值VcO生成过程23 (以下 简称为DC电压指令值VcO生成过程23)中的处理的流程图。在该 DC电压指令值VcO生成过程23中，通过DC电压指令值VbO与DC 电压Vb的偏差的PI控制，决定主变换器2的DC电压指令值VcO, 使得子变换器3的DC电压Vb跟随所设定了的DC电压指令值VbO。
以下，根据图9说明通过调整主变换器2的滤波电容器4的DC 电压Vc来控制子变换器3的DC电压Vb。图9(a)表示动力运转时，图9 (b)表示再生运转时，各自的上段表示在主变换器2的交流端子 产生的相电压，下段表示在子变换器3的交流端子产生的相电压。另 外，主变换器2所产生的相电压根据中性点电位的变动而成为图示那 样的电压波形。
如图9 (a)所示那样，在动力运转时希望增大子变换器3的DC 电压Vb的情况下，增大主变换器2的DC电压Vc。即，如向(1)的 方向的变化所示那样，通过增大主变换器2的DC电压Vc，主变换器 2的相电压32上升，与系统电源1的相电压31的差分，即子变换器3 所接受的相电压33减少。由于流过电力变换器7的系统电流与系统电 压33是同极性的，所以子变换器3返回到交流输入端子的电力是负的， 子变换器3的DC电压Vb增大。相反，在动力运转时希望减小子变 换器3的DC电压Vb的情况下，如向(2)的方向的变化所示那样， 可以减小主变换器2的DC电压Vc。
在再生运转时，如图9(b)所示那样，在希望增大子变换器3的 DC电压Vb的情况下，减小主变换器2的DC电压Vc。即，如向(2) 的方向的变化所示那样，通过减小主变换器2的DC电压Vc，主变换 器2的相电压42减少，与系统电源1的相电压41的差分，即子变换 器3所接受的相电压43上升。由于流过电力变换器7的系统电流与系 统电压41是不同极性，所以子变换器3返回交流输入端子的电力为负， 子变换器3的DC电压Vb增大。相反，在再生运转时希望减小子变 换器3的DC电压Vb的情况下，如向(1)的方向的变化所示那样， 可以增大主变换器2的DC电压Vc。
在该DC电压指令值VcO生成过程23中，如图8所示那样，通过 DC电压指令值VbO与DC电压Vb的偏差的PI控制，计算出主变换 器2的DC电压指令值VcO的操作量，但从后面的电压指令生成过程 24取得电流指令振幅IsO并判断是动力运转还是再生运转，决定DC 电压指令值VcO的操作量的符号。然后，将该操作量加到DC电压指 令值的初始值VcOO上，输出主变换器2的DC电压指令值VcO。该 DC电压指令值VcO ^皮输入到电压指令生成过程24。图10是表示电压指令生成过程24中的处理的流程图。该电压指 令生成过程24是每个相的处理，从主变换器2的DC电压Vc的反馈 控制，生成系统电流指令IsiO (i-r, s， t)，进而通过系统电流Isi (i = r, s， t)的反馈控制，生成电力变换器7的电压指令Vir (i-r， s， t)。
首先，通过偏差的PI控制，求出系统电流的电流指令振幅IsO， 使得主变换器2的DC电压Vc跟随DC电压指令值VcO。根据该电流 指令振幅IsO和系统电压基波Vooi (i = r, s， t)的乘积，生成电流指 令IsiO(i-r， s， t)。然后，通过偏差的PI控制计算出系统的相电 压Vsi (i = r， s， t)的操作量，使得所测量出的系统电流Isi跟随电 流指令IsiO，并加到该相电压Vsi上，由此生成电压指令Vir。另夕卜， 如上所示，考虑到中性点电位的变动，对于相电压Vsi，计算相对于 中性点电位的电压而使用。所生成的电压指令Vir被输入到高精度电 压过程25。另外，电流指令振幅Is0被输入到高精度电压过程25和前 面的DC电压指令值Vc0生成过程23。
图11是表示高精度电压过程25中的处理的流程图。在该电压高 精度电压过程25中，求出与主变换器2和子变换器3的各个对应的开 关状态，生成控制信号。
首先，在主变换器2侧的处理中，根据电流指令振幅IsO判断动 力运转还是再生运转。在动力运转时，主变换器2为3相全波整流电 路，因此开关状态可以是全切断(OFF)，在该情况下，成为主变换 器2的控制信号的2个比特信息nHli、 nH2i (i-r, s， t)为0。在 再生运转时，根据输入的系统电压基波Vooi (i = r， s， t)和判定电
压VHantei，如图中左边的真值表所示那样决定2个比特信息！lHl、IlH2。
在子变换器3侧的处理中，根据电力变换器7的电压指令Vir与 作为主变换器2的交流端子电压的相电压VHi (i-r, s， t)的差，求 出子变换器3的电压指令VLi (i-r， s, t)。然后，如图中右边的真 值表所示那样，决定子变换器3的电压指令VLi的绝对值VLabi和符 号nnLi(i-r， s， t)作为子变换器3的控制信号。所生成的各变换器2、 3的控制信号被输入到选通脉冲生成电路26。
在选通脉冲生成电路26中，根据从高精度电压过程25输入的与 各变换器2、 3的电压指令对应的控制信号，生成驱动各变换器2、 3 内的开关元件的选通脉冲。这时，也生成用于防止支路短路的选通的 空载时间。
另外，在子变换器3的选通脉沖生成的处理中，为了进行PWM 控制，而使用比较器电路，生成选通脉冲，使得高精度地产生作为电 力变换器7的电压指令Vir与主变换器2的相电压VHi的差，即子变 换器3的电压指令VLi的电压。
该选通脉冲生成电路26需要比较高速的处理，因此通常由能够进 行并行处理的逻辑电路构成，但也可以是使用了能够进行高速处理的 中央计算装置(CPU)、数字-信号-处理器(DSP)等的基于软件 的处理。
如上所述，电力变换装置在进行控制使得在交流侧产生与系统电 源电压相同的电压时，通过调整主变换器2的滤波电容器4的DC电 压Vc，来将子变换器3的滤波电容器5的DC电压Vb保持为一定。 在此，使子变换器3的1个周期的输出电力量大致为0，使滤波电容 器5的DC电压Vb为一定。将主变换器2和子变换器3串联连接起 来而成的电力变换器7进行控制使得产生与系统的相电压31相等的相 电压，因此如果调整主变换器2的DC电压Vc，则子变换器3的相电 压也增减。伴随于此，子变换器3的电力也增减，能够将子变换器3 的DC电压Vb控制为一定。
图12、图13表示动力运转时的电流、电压波形。图12 (a)、图 13 (a)表示系统电源1的相电压31和主变换器2的相电压32，图12
(b) 、图13 (b)表示子变换器3的相电压33。图12 (c)、图13
(c) 表示系统电流34，图12 (d)、图13 (d)和图12 (e)、图13 (e )分别表示主变换器2的滤波电容器4的DC电压Vc35和子变换
器3的滤波电容器5的DC电压Vb36。如图12所示那样，通过增加主变换器2的DC电压Vc35，主变 换器2的相电压32上升，与系统电源1的相电压31的差分，即由子 变换器3接受的相电压33减小。流过电力变换器7的系统电流34与 系统电压31是同极性的，因此子变换器3返回交流输入端子的电力为 负，子变换器3的DC电压Vb36增大。另外，如图13所示那样，通 过减少主变换器2的DC电压Vc35,主变换器2的相电压32减少， 由子变换器3接受的相电压33增加。系统电流34是与系统电压31同 极性的，因此子变换器3返回交流输入端子的电力为正，子变换器3 的DC电压Vb36减少。
图14、图15表示再生运转时的电流、电压波形。图14 (a)、图 15 (a)表示系统电源1的相电压41和主变换器2的相电压42，图14
(b) 、图15 (b)表示子变换器3的相电压43。图14 (c)、图15
(c) 表示系统电流44,图14 (d)、图15 (d)和图14 (e)、图15 (e )分别表示主变换器2的滤波电容器4的DC电压Vc45和子变换
器3的滤波电容器5的DC电压Vb46。
如图14所示那样，通过增加主变换器2的DC电压Vc45，主变 换器2的相电压42上升，与系统电源1的相电压41的差分，即由子 变换器3接受的相电压43减少。流过电力变换器7的系统电流44与 系统电压41是不同极性的，因此子变换器3返回交流输入端子的电力 为正，子变换器3的DC电压Vb46减少。另外，如图15所示那样， 通过减少主变换器2的DC电压Vc45，主变换器2的相电压42减少， 由子变换器3接受的相电压43增加。系统电流44是与系统电压43不 同极性的，因此子变换器3返回交流输入端子的电力为负，子变换器 3的DC电压Vb46增大。
通过这样进行控制，能够使子变换器3的滤波电容器5的DC电 压Vb保持为一定，能够省略向滤波电容器5进行电力供给的直流电 源。因此，能够使电力变换装置的装置结构小型化、简化，还提高了 可靠性。另外，为了向滤波电容器5进行电力供给，也可以具备具有 再生功能的直流电源，但由于电力容量小，所以是充分的。
15另外，将主变换器2和子变换器3串联连接起来而构成电力变换 器7，按照各变换器2、 3的相电压的和而产生电力变换器7的相电压， 因此不需要以高开关频率产生大电压的脉冲，不增大系统的电抗就能 够抑制高次谐波，还能够降低电力损失和电磁噪声。因此，能够得到 变换效率高并促进了小型化的电力变换装置。
特别地如果电压高的主变换器2减少脉冲数，电压低的子变换器 3进行PWM控制，则对同时提高变换效率和抑制高次谐波是有效的。
另外，在上述实施例1中，调整主变换器2的滤波电容器4的DC 电压Vc电压，增减主变换器2的相电压，但也可以如图16所示，对 主变换器2进行PWM控制而产生电压脉冲37,作为平均而改变主变 换器2的相电压32的大小。与此对应地，还可以也改变子变换器3的 相电压33，进行控制而在每个周期使子变换器3的输出电压大致为0。 在该情况下，即使使主变换器2的DC电压Vc35成为一定，也能够将 子变换器3的滤波电容器5的DC电压Vb36保持为一定。
实施例2
图17是表示本发明的实施例2的电力变换装置的控制流程的图。 本实施例2的电力变换装置的主电路结构与图1、图2所示的实施例1 一样。
在子变换器的DC电压控制70中，将测量出的子变换器3的DC 电压Vb与所设定的DC电压指令值Vb0进行比较，判断DC电压Vb 是增加还是减少(步骤72),输入系统电流的电流指令振幅，判断是 动力运转还是再生(步骤74)，决定系统电流的脉冲宽度并输出(步 骤73 )。在电流控制71中，判断主变换器2的DC电压Vc是增加还 是减少(步骤75),由此使电流指令振幅增减并输入到步骤74,并且 电流指令也增减(步骤76)。
在这样的控制中，通过系统电流的输出期间(脉冲宽度)和波形 的调整，进行控制而在每个周期使子变换器3的输出电力大致为0, 将子变换器3的DC电压Vb控制为一定。
图18表示动力运转时的电流，图19表示再生运转时的电流、电压波形。子变换器3的相电压53、 63通过PWM控制，输出系统电源 l的相电压51、 61与主变换器2的相电压52、 62的差分。
在动力运转时，对于子变换器3的相电压53和系统电流54的积 所示的子变换器3的输出动力，通过对系统电流54的1个周期内的脉 冲宽度进行调整，能够在每个周期使子变换器3的输出动力大致为0。
在再生时，通过使主变换器2的开关元件切断(OFF)，而不流 过系统电流64。即，在主变换器2的相电压62为0时，不流过系统 电流64，由此能够对系统电流64的1个周期内的脉冲宽度进行调整， 调整子变换器3的输出电力，在每个周期大致为0。
另外，在本实施例中，可以使系统电流的电流指令振幅增减，控 制主变换器2的DC电压Vc。
在本实施例2中，也能够将子变换器3的滤波电容器5的DC电 压Vc保持为一定，可以省略向滤波电容器5供给动力的直流电源。 因此，能够使电力变换装置的装置结构小型化、简化，还提高了可靠 性。另外，为了向滤波电容器5提供电力，也可以具备具有再生功能 的直流电源，但由于电力容量小，所以是充分的。
另外，将主变换器2和子变换器3串联连接起来而构成电力变换 器7，按照各变换器2、 3的相位压的和而产生电力变换器7的相电压， 因此不需要以高开关频率产生大电压的脉冲，不增大系统的电抗就能 够抑制高次谐波，还能够降低电力损失和电磁噪声。因此，能够得到 变换效率高并促进了小型化的电力变换装置。
实施例3
接着，针对图说明本发明的实施例3的电力变换装置。 本实施例3的电力变换装置的主电路结构与图1、图2所示的实 施例1一样。另外，在子变换器3的滤波电容器5中，需要电压的稳 定化对策，但在此，为了方便，省略其说明，假设已经稳定了。
图20是表示本发明的实施例3的电力变换装置的控制的流程全体 的图。
如图20所示，在电压输出脉冲宽度决定过程22a中，根据测量出的系统电源1的相电压Vsi (i = r， s， t)导出系统电压的基波Vooi， 并且根据子变换器3的滤波电容器电压(DC电压)Vb，决定驱动主 变换器2内的开关元件的选通信号的脉冲宽度，输出与该脉冲宽度对 应的电压基波的值，即判定电压VHantei。
另外，在电压指令生成过程24a中，为了对系统电流进行控制使 得主变换器2的DC电压Vc成为DC电压指令值VcO,而生成与在电 力变换器7的交流侧产生的电压对应的电压指令(输入电压指令)Vir (i = r, s， t)。在高精度电压过程25a中，根据电力变换器7的电压 指令Vir (i = r， s， t)，生成与各变换器2、 3的电压指令对应的控 制信号。这时，针对系统线间电压的半波，主变换器2产生1脉冲的 线间电压，生成主变换器2和子变换器3的控制信号，使得电力变换 器7的交流侧的产生电压与系统电源电压相等。然后，在选通脉冲生 成电路(逻辑电路)26a中，从高精度电压过程25a输入与各变换器2、 3的电压指令对应的控制信号，生成驱动各变换器2、 3内的开关元件 的选通脉沖。
以下，说明图20所示的各要素22a、 24a 26a的控制的详细。 图21是表示电压输出脉冲宽度决定过程22a中的处理的流程图。 如图所示，电压输出脉冲宽度决定过程22a具备基波导出过程21a、 高次谐波峰值Vnpmax导出过程22b、判定电压导出过程22c。
首先，根据测量出的系统电源1的相电压Vsi (i-r， s， t)检测 出相位，在基波导出过程21a中，根据相电压Vsi的时间积分求出电 压实效值，导出以电压实效值的々2倍为峰值的电压基波Vooi。该基波 Vooi也被输入到电压指令生成过程24a和高精度电压过程25a。在高 次谐波峰值Vnpmax导出过程22b中，将电压基波Vooi与测量出的 系统相电压Vsi的差设为高次谐波，求出该高次谐波的峰值V叩max。 在判定电压导出过程22c中，根据子变换器3的滤波电容器5的DC 电压Vb，决定驱动主变换器2内的开关元件的选通信号的脉冲宽度 ATmax，使得能够进行电流控制，将与脉冲宽度ATmax对应的电压
基波V00i的值作为判定电压VHantei而输出。该判定电压VHantei被输入到高精度电压过程25a。
以下，详细说明主变换器2内的开关元件的选通脉沖宽度ATmax。
使用与实施例1不同的波形图的图22、图23，说明通过对主变换 器2内的开关元件的选通脉冲宽度进行调整，即使是低滤波电容器电 压，子变换器3也能够进行电流控制的效果。特别地，图22表示脉冲 宽度调整前，图23表示脉冲宽度调整后。在此，为了容易理解，按照 R相和S相的2相进行考虑。
如图所示，针对系统电源1的线间电压的半波，主变换器2产生 l脉冲的线间电压。另外，R相、S相的子变换器3被进行PWM控制 使得弥补系统线间电压与主变换器2的线间电压的差分。
在再生时的控制中，如果在主变换器2的R相和S相的支路中， 正侧(上侧)或负侧(下侧)的同侧的开关元件接通(ON)的时间重 叠，则可以产生夹着作为R相系统相电压和S相系统相电压的线间电 压的系统线间电压而经过同侧的元件(开关元件/二极管)的短路回路。 该期间是图22、图23的第3段所示的R、 S相上(下)支路的选通 ON的期间，如第4段所示那样，主变换器2的R相和S相的线间电 压为0。即，必须由位于线间的R相、S相的2个子变换器3产生R 相、S相之间的系统线间电压。
在图22、图23的第5段中，表示(系统线间电压-主变换器线 间电压)、R相、S相的2部分的子变换器3的滤波电容器电压。在 (系统线间电压-主变换器线间电压)为R相、S相的2部分的子变 换器3的滤波电容器电压以下时，可以控制流过电力变换器7的电流， 即系统的电流。在图22中，在主变换器线间电压为0的期间中，(系 统线间电压-主变换器线间电压)有超过R相、S相的2部分的子变 换器3的滤波电容器电压的时候，这时，不能进行电流控制，如图22 的第l段所示那样，在系统电流中产生过电流。另一方面，在图23中， 进行调整使得缩小主变换器2内的开关元件的选通脉冲宽度，缩小第 3段所示的R、 S相上(下)支路的选通ON期间，缩短主变换器线间 电压为0的期间。由此，在图23所示的情况下，(系统线间电压-主S相的2部分的子变换器3的滤波电 容器电压以下，即使子变换器3的滤波电容器电压低，如图23的第1 段所示那样，系统电流不产生过电流，也能够控制为大致正弦波形。
在电压输出脉冲宽度决定过程22a内的判定电压导出过程22c中， 决定再生时的主变换器2内的开关元件的选通脉冲宽度ATmax，调整 主变换器2的线间电压为0的期间，使得(系统线间电压-主变换器 线间电压)与高次谐波的峰值Vnpmax的和为2部分的子变换器3的 滤波电容器电压以下。由此，能够将在电力变换器1的交流侧产生的 线间电压控制为与系统线间电压同等，也能够控制系统电流。
图24是表示电压指令生成过程24a中的处理的流程图。该电压指 令生成过程24a是每个相的处理，根据主变换器2的DC电压Vc的反 馈控制，生成系统电流指令IsiO (i = r， s, t)，进而通过系统电流Isi (i = r, s, t)的反馈控制，生成电力变换器7的电压指令Vir (i = r, s， t)。
首先，通过偏差的PI控制，求出系统电流的电流指令振幅IsO， 使得主变换器2的DC电压Vc跟随DC电压指令值VcO。才艮据该电流 指令振幅IsO和系统电压基波Vooi (i = r， s， t)的乘积，生成电流指 令IsiO(i-r， s， t)。然后，通过偏差的PI控制计算出系统的相电 压Vsi (i-r， s, t)的操作量，使得所测量出的系统电流Isi跟随电 流指令IsiO，并加到该相电压Vsi上，从而生成电压指令Vir。另夕卜， 考虑到中性点电位的变动，对于相电压Vsi，计算相对于中性点电位 的电压而使用。所生成的电压指令Vir被输入到高精度电压过程25a。 另外，电流指令振幅IsO被输入到高精度电压过程25a。
以下说明通过对系统电流Isi进行操作，而控制主变换器2的DC 电压Vc。
如上所述，通过偏差的比例、积分控制，求出系统电流的电流指 令振幅IsO,使得主变换器2的滤波电容器电压(DC电压Vc)跟随 DC电压指令值VcO。如果重视交流系统的系统电流所包含的高次谐波 电流的降低，则系统电流指令IsiO是所求出的电流指令振幅IsO与系
20统电压的基波(三角函数)的积。例如如图25所示，如果负载功率 83增加，则主变换器2的滤波电容器电压82暂时减少，但通过增大 系统电流指令值81 (电流指令IsiO)的振幅，则接近目标电压值84。
另外，在该例子中，假设电流指令振幅IsO与系统电压的基波(三 角函数)的积为系统电流指令IsiO，但并不只限于此，例如如果重视 主变换器2的滤波电容器4的脉动电流耐量抑制，则系统电流指令IsiO 为所求出的电流指令振幅IsO与宽度1的矩形波的积。在该情况下， 也如图26所示，如果负载功率83增加，则主变换器2的滤波电容器 电压82暂时减少，但通过增大系统电流指令值81a (电流指令IsiO) 的振幅，则接近目标电压值84。
另外，在系统的线间电压超过主变换器2的滤波电容器电压(DC 电压Vc)时，主变换器2的滤波电容器4被电压充电。因此，在系统 的线间电压为峰值附近时，通过操作系统电流Isi的波形使得增大电流 峰值，能够控制主变换器2的滤波电容器电压。如图27所示，即使电 流实效值相等，通过在系统的线间电压85为峰值附近时增大系统电流 指令值81b (电流指令IsiO )的电流峰值，也能够增大主变换器2的滤 波电容器电压82。
进而，如图28所示，也可以通过根据系统电流指令值81c (电流 指令IsiO )对流过系统电流Isi的宽度进行操作，来控制主变换器2的 滤波电容器电压82。
在上述电压指令生成过程24a中，根据偏差的IP控制计算系统的 相电压Vsi(i-r， s， t)的操作量，并与该相电压Vsi相加而生成电 压指令Vir,使得测量出的系统电流Isi跟随这样求出的电流指令IsiO。 然后，电力变换器7根据电压指令输出电压，对系统电流Isi进行操作， 由此能够控制主变换器2的滤波电容器电压82 (DC电压Vc)。
图29是表示高精度电压过程25a中的处理的流程图。在该高精度 电压过程25a中，求出与主变换器2和子变换器3各自相关的开关状 态，生成控制信号。
首先，在主变换器2侧的处理中，根据电流指令振幅IsO,判断是动力运转还是再生运转。在动力运转下，主变换器2为三相全波整流 电路，因此开关状态可以全部为切断(OFF)，在该情况下，成为主 变换器2的控制信号的2个比特信息nHli、 nH2i(i-r， s， t)为0。 在再生运转中，根据输入的系统电压基波Vooi (i = r， s, t)和判定
电压VHantei，如图中左边的真值表所示那样，决定2个比特信息nHl、
nH2。
在子变换器3侧的处理中，根据电力变换器7的电压指令Vir与 作为主变换器2的交流端子电压的相电压VHi (i = r， s， t)的差，求 出子变换器3的电压指令VLi (i-r， s， t)。然后，如图中右边的真 值表所示那样，将子变换器3的电压指令VLi的绝对值VLabi和符号 nnLi(i-r， s， t)决定为子变换器3的控制信号。
所生成的各变换器2、 3的控制信号被输入到选通脉沖生成电路
26a。
在选通脉冲生成电路26a中，根据从高精度电压过程25a输入的 与各变换器2、 3的电压指令对应的控制信号，生成驱动各变换器2、 3内的开关元件的选通脉冲。这时，也生成用于防止支路短路的选通 的空载时间。
另外，在子变换器3的选通脉冲生成的处理中，为了进行PWM 控制，使用比较器电路，生成选通脉冲，使得高精度地产生作为电力 变换器7的电压指令Vir与主变换器2的相电压VHi的差，即子变换 器3的电压指令VLi的电压。
该选通脉冲生成电路26需要比较高速的处理，因此通常由能够并 行处理的逻辑电路构成，但也可以是使用了能够进行高速处理的中央 计算装置(CPU)、数字-信号-处理器(DSP)等的软件的处理。
如上所述，在本实施例中，将主变换器2和子变换器3串联连接 起来而构成电力变换器7，按照各变换器2、 3的相位压的和而产生电 力变换器7的相电压，因此不需要以高开关频率产生大电压的脉冲， 不增大系统的电抗就能够抑制高次谐波，还能够降低电力损失和电磁 噪声。因此，能够得到变换效率高并促进了小型化的电力变换装置。特别地，由于极细致地控制电压比较低的子变换器3而进行电流 控制，所以电压比较高的主变换器2的输出电压的脉冲数在每半周期 为数脉冲以下，进而开关损失降低，还降低了电磁噪声。在主变换器 2的脉冲数在半周期为l脉冲的情况下，更有效。
另外，由于能够由子变换器3进行电流控制，所以动力、再生运 转容易。在再生运转时，在系统电压中产生高次谐波，即使在进入主 变换器2的同侧支路时成为短路电路，通过决定主变换器2内的开关 元件的选通脉沖宽度，使得满足子变换器3的电容器电压Vb^l/2x(线 间电压)+高次谐波电压￥1^，由此也能够进行电流控制，电流不会 过负荷，因此不切断上位的保护开关就能够持续运转。这时，也能够 减小系统的限流电抗。
另外，在上述各实施例中，表示了进行动力、再生运转的电力变 换装置，但在不进行再生运转的情况下，如图30所示，也可以代替主 变换器2,而使用二极管的全桥结构的主变换器91来构成电力变换器 7a，能够实现廉价。在该情况下，通过对子变换器3进行PWM控制， 也能够有效地抑制高次谐波。
实施例4
另外，在上述各实施例1 3中，假设对各相有1台子变换器3， 但也可以分别将多台单相子变换器3的交流侧串联连接到主变换器2 的各相交流输入线9上。图31表示有2台子变换器3的情况下的电力 变换装置。在该情况下，在主变换器2中，各相2a是如图那样构成的 三相3电平变换器，串联连接2个滤波电容器4a用作滤波电容器4。
这样构成的电力变换装置的主变换器2的滤波电容器4的DC电 压Vc和2台子变换器3的滤波电容器5的DC电压Vbl、Vb2分别是 不同的值(Vc>Vbl>Vb2)，并具有4: 2: 1、 4: 3: 1、 5: 3: 1、 6: 3: 1、 7: 3: 1,可以与产品规格一致地是除此以外的值，也可以设置 为相等的电压而降低部件的种类。对于各个情况，图32的A E的逻 辑表表示各变换器的输出逻辑和将它们串联连接起来的电力变换器的 输出等级(电压电平)的关系。在此，以下说明表A的情况。
Vc、 Vbl、 Vb2是4: 2: 1的关系，通过3个变换器2、 3的组合， 按照这些产生电压的总和而在交流输入端子产生0 ~ 7的8等级的相电 压(绝对值)。图33表示用于得到正弦波等级的各变换器2、 3的电 压波形。图33 (a)表示电力变换器全体的电压波形，图33(b)表示 具有DC电压Vb2的子变换器3的电压波形，图33 ( c )表示具有DC 电压Vbl的子变换器3的电压波形，图33 ( d )表示具有DC电压Vc 的主变换器2的电压波形。可知通过各变换器2、3的产生电压的组合， 能够得到平滑的电压等级波形。
通过这样具有不同的DC电压的主变换器2和多台的子变换器3 的串联连接结构，在交流输入端子产生的电压被多电平化而成为平滑 的电压等级波形，由此能够抑制高次谐波。另外，通过抑制电压高的 主变换器2的开关次数，能够抑制开关损失，提高了电力变换装置的 效果，进而还能够减少电磁噪声。
另外，在该情况下，还可以适用与上述实施例1、 2—样的控制， 能够将子变换器3的滤波电容器5的DC电压Vb保持为一定，能够 得到与上述实施例l、 2—样的效果。
另外，还可以适用与上述实施例3 —样的控制，通过极细致地控 制电压比较低的子变换器3，能够进行电流控制，能够得到与上述实 施例3 —样的效果。
主变换器2和子变换器3也可以基本上对希望输出的电压进行脉 冲宽度的调制控制输出、所谓的PWM输出。通过对输出设置小的滤 波器，能够提高电压输出的精度，能够抑制电压和电流的高次谐波。
特别地如果电压高的主变换器减少输出脉冲数，电压低的子变换 器进行PWM输出，则能够同时提高变换效率和抑制高次谐波，是有 效的。
产业上的可利用性
可以广泛适用于能够将电力从交流变换为直流并在再生时也能够 进行电力控制的电力变换装置。
权利要求
1. 一种电力变换装置，将分别将电力从交流变换为直流的主变换器和子变换器串联连接起来而构成，其特征在于上述主变换器的直流电压比上述子变换器的直流电压大，在上述主变换器和交流电源之间配置上述子变换器。
2. 根据权利要求l所述的电力变换装置，其特征在于 控制上述主变换器和上述子变换器，使得在上述子变换器的交流侧产生的1个周期的电力为0。
3. 根据权利要求l所述的电力变换装置，其特征在于 对流过该电力变换装置的电流进行控制，而控制上述主变换器的直流电压。
4. 根据权利要求1~3的任意一个所述的电力变换装置，其特征 在于在半周期中通过1脉冲的选通脉冲而驱动上述主变换器，对上述 子变换器的交流端子的产生电压进行控制，使其成为交流电源电压与 上述主变换器的交流端子的产生电压的差分。
5. 根据权利要求4所述的电力变换装置，其特征在于 决定再生时的驱动上述主变换器的选通脉沖宽度，使得上述子变换器的直流电压的2倍的电压比在上述交流电源的线间电压与上述主 变换器的线间电压的差分上加上高次谐波电压的电压大。
6. 根据权利要求1~3的任意一个所述的电力变换装置，其特征 在于设在上述主变换器的交流端子上产生的产生电压为半周期内数脉 冲以下的脉冲电压，控制在上述子变换器的交流端子上产生的产生电 压，使其成为交流电源电压与上述主变换器的产生电压的差分。
7. 根据权利要求6所述的电力变换装置，其特征在于 将上述主变换器的产生电压控制为半周期内l脉冲。
8. 根据权利要求1~3的任意一个所述的电力变换装置，其特征在于上述子变换器是多段的串联连接。
9. 根据权利要求2所述的电力变换装置，其特征在于 通过上述主变换器的开关控制，使在上述子变换器的交流侧产生的1个周期的电力为0。
10. 根据权利要求9所述的电力变换装置，其特征在于 在上述主变换器的开关控制中，对上述主变换器的直流电压进行调整。
11. 根据权利要求9所述的电力变换装置，其特征在于 在上述主变换器的开关控制中，对上述主变换器进行PWM控制。
12. 根据权利要求2所述的电力变换装置，其特征在于 通过上述子变换器3的开关控制，使在上述子变换器的交流侧产生的1个周期的电力为0。
13. 根据权利要求12所述的电力变换装置，其特征在于 通过上述子变换器的开关控制，对流过该电力变换装置的电流的脉冲宽度进行调整。
14. 根据权利要求12所述的电力变换装置，其特征在于 通过上述子变换器的开关控制，控制流过该电力变换装置的电流，而对上述主变换器的直流电压进行调整。
15. 根据权利要求2所述的电力变换装置，其特征在于 决定上述主变换器的直流电压指令值使得上述子变换器的直流电压跟随规定的指令值，生成流过该电力变换装置的电流的指令值使得 该主变换器的直流电压跟随上述电压指令值，根据基于该电流指令值 生成的该电力变换装置的输入电压指令，控制上述主变换器和上述子 变换器。
16. 根据权利要求2所述的电力变换装置，其特征在于生成流过该电力变换装置的电流的指令值，根据基于该电流指令 值生成的该电力变换装置的输入电压指令，控制上述主变换器和上述 子变换器，在生成上述电流指令值时，调整上述输出期间，并且调整振幅而控制上述主变换器的直流电压。
17. 根据权利要求3所述的电力变换装置，其特征在于 通过上述子变换器的开关控制，控制流过该电力变换装置的电流。
18. 根据权利要求3所述的电力变换装置，其特征在于 生成流过该电力变换装置的电流的指令值，使得上述主变换器的直流电压成为一定，根据基于该电流指令值生成的该电力变换装置的 输入电压指令，控制上述主变换器和上述子变换器。
全文摘要
本发明提供一种电力变换装置，它在能够进行再生的变换器中，不增大电抗就能够抑制高次谐波，还能够降低电力损失和电磁噪声。将具有比主变换器(2)的直流电压小的直流电压的子变换器(3)的交流侧串联连接到3相的主变换器(2)的各相的交流输入线上，而构成电力变换器(7)。另外，用半周期中1脉冲的选通脉冲驱动主变换器(2)，对子变换器(3)的交流端子的产生电压进行控制使其成为交流电源电压与主变换器(2)的交流端子的产生电压的差分，按照各变换器(2)、(3)的相电压的和来产生电力变换器(7)的相电压。
文档编号H02M1/12GK101432957SQ200780014740
公开日2009年5月13日 申请日期2007年4月23日 优先权日2006年4月25日
发明者小草慎一, 岩田明彦, 岸田行盛, 金中晶, 长野铁明 申请人:三菱电机株式会社