专利名称：矩阵转换器及矩阵转换器的控制方法
技术领域：
本发明涉及矩阵转换器及矩阵转换器的控制方法，具体地讲，涉及 把三相交流输入电压转换为预定的三相交流输出电压的矩阵转换器及矩 阵转换器的控制方法。
背景技术：
作为逆变器的代表性的主电路结构， 一般采用通过整流电路和平滑 电路把商用交流转换为直流，并通过电压式转换器获得交流输出的间接 式交流电力转换电路。另一方面，作为从交流电压直接获得交流输出的 方式，己经公知以矩阵转换器为代表的直接式交流电力转换装置，由于 不需要用于对商用频率引起的电压脉动进行平滑的大型电容器和电抗 器，因此可以有望实现转换器的小型化，作为下一代的电力转换装器在 近年来受到关注。
三相一三相矩阵转换器通过直接切换三相交流输入电压，获得可变 电压、可变频率的交流输出电压。作为代表性的调制方式，文献l (小山
纯著，另外五人，「PWM廿^f夕口^y,—夕(D VVVF才y，O制御 (PWM同步转换器的VVVF在线控制)」，電気学会論文誌D，電気学会， 1996年，116巻6号，pp.644-651)提出一种基于模拟方式的调制方式， 在形成虚拟的直流环节的基础上，通过载波比较进行正弦波调制。另外， 文献2 (日本特开平11一341807号公报)公开了一种控制方式，其解决 输出电压指令信号与载波信号不同步的问题即电流畸变。
文献1、文献2的控制方式均以振幅调制为基础，导入中间相电流 相对最大相电流的比率即作为电流分配率的变量，并向输出电压指令信 号与载波信号双方乘以系数，另外文献2的控制方式为了避免载波不同 步时的电流畸变，分两个阶段进行抑制作为信息更新部的切换模式(switching pattern)变换的控制。因此，上述文献1、文献2的矩阵转换 器存在控制结构和运算变复杂的问题。
发明内容
本发明的课题是提供一种无需进行脉动运算和载波振幅调制等运 算、即可简化控制系统的电路结构的矩阵转换器及矩阵转换器的控制方 法。
为了解决上述问题，本发明的矩阵转换器把三相交流输入电压转换 为预定的三相交流输出电压，其特征在于，该矩阵转换器具有
输出电压指令信号生成部，其生成用于输出上述预定的三相交流输 出电压的输出电压指令信号；
电流通流比生成部，其根据预定的输入电流指令信号生成表示电流 通流比的信号；
信号校正部，其根据由上述输出电压指令信号生成部生成的上述输 出电压指令信号、和由上述电流通流比生成部生成的表示电流通流比的 信号，来校正上述输出电压指令信号；
PWM转换信号生成部，其根据经上述信号校正部校正后的上述输出 电压指令信号和载波信号，生成PWM转换信号；以及
转换部，其根据由上述PWM转换信号生成部生成的上述PWM转 换信号，把上述三相交流输入电压转换为上述预定的三相交流输出电压。 根据上述结构，上述信号校正部根据由上述输出电压指令信号生成部生 成的输出电压指令信号、和由电流通流比生成部生成的表示电流通流比 的信号，来校正输出电压指令信号，PWM转换信号生成部根据该校正后 的输出电压指令信号和载波信号，生成PWM转换信号。根据这种基于 输入电流通流比的调制方式，通过使平均虚拟直流环节电压恒定，从而 不进行脉动运算和载波振幅调制等运算，可简化控制系统的电路结构。
此外，在一个实施方式的矩阵转换器中，
上述电流通流比生成部在把上述输入电流指令信号设为i/、 is*、 it*、 把将上述输出电压指令信号中电压最低的相或电压最高的相作为基准电压的电压指令设为v/时，根据下式生成最大相的上述电流通流比，
根据下式生成最大相的上述电流通流比与中间相的上述电流通流比之 和，
根据上述实施方式，通过电流通流比生成部根据上述输入电流指令 信号，生成上述最大相的上述电流通流比、以及上述最大相的上述电流 通流比与中间相的电流通流比之和，使用该电流通流比来校正输出电压 指令信号，由此可以把虚拟直流环节电压设为恒定的直流电压。
此外，在一个实施方式的矩阵转换器中，
上述电流通流比生成部在把上述输入电流指令信号设为i二 i/、 c、 把相对于上述输出电压指令信号的上述输入电流指令信号i/、 is*、 i/的相 位角设为(J)时，根据下式生成上述电流通流比，
根据上述实施方式，电流通流比生成部根据上述输入电流指令信号 生成电流通流比时，参照单一的正弦表，由此做到更简单。
此外，在一个实施方式的矩阵转换器中，上述载波信号是振幅大致 恒定的三角波状信号。
根据上述实施方式，载波振幅恒定，所以容易适用于数字计数器和
比较器，可以使PWM调制的分辨率恒定，所以适合于数字控制系统。 此外，载波信号采用适合于PWM调制的三角波状信号，由此可以简化 脉冲宽度调制用电路。
此外，在一个实施方式的矩阵转换器中，上述载波信号是振幅大致 恒定的锯齿波状信号。
根据上述实施方式，载波振幅恒定，所以容易适用于数字计数器和
(71/3>(|^兀/6时)比较器，可以使PWM调制的分辨率恒定，所以适合于数字控制系统。 此外，载波信号采用锯齿波状信号，由此可以简化载波生成和调制处理。
此外，在一个实施方式的矩阵转换器中，具有保持经上述信号校正 部校正后的上述输出电压指令信号和电源电压信息的保持部，
上述保持部在上述载波信号的顶点的定时更新上述输出电压指令信 号和上述电源电压信息，
上述PWM转换信号生成部根据由上述保持部所保持的上述输出电 压指令信号和上述电源电压信息，生成上述PWM转换信号。
根据上述实施方式，输出电压指令信号和电源电压信息被更新的定 时与载波信号的顶点的定时同步，由此可以避免产生电流畸变，可以简 化控制系统的结构。
本发明的矩阵转换器的控制方法是把三相交流输入电压转换为预定 的三相交流输出电压的矩阵转换器的控制方法，其特征在于，该控制方 法包括以下步骤
由输出电压指令信号生成部生成用于输出上述预定的三相交流输出 电压的输出电压指令信号的步骤；
由电流通流比生成部根据预定的输入电流指令信号生成表示电流通 流比的信号的步骤；
由信号校正部根据由上述输出电压指令信号生成部生成的上述输出 电压指令信号、和由上述电流通流比生成部生成的表示电流通流比的信 号，来校正上述输出电压指令信号的步骤；
由PWM转换信号生成部根据经上述信号校正部校正后的上述输出 电压指令信号和载波信号，生成PWM转换信号的步骤；以及
由转换部根据由上述PWM转换信号生成部生成的上述PWM转换 信号，把上述三相交流输入电压转换为上述预定的三相交流输出电压的 步骤。
根据上述结构，上述信号校正部根据由上述输出电压指令信号生成 部生成的输出电压指令信号、和由电流通流比生成部生成的表示电流通 流比的信号，来校正输出电压指令信号，PWM转换信号生成部根据该校正后的输出电压指令信号和载波信号，生成PWM转换信号。根据这种 基于输入电流通流比的调制方式，通过使平均虚拟直流环节电压恒定， 不进行脉动运算和载波振幅调制等运算，可简化控制系统的电路结构。
根据以上所述可以明确，根据本发明的矩阵转换器和矩阵转换器的 控制方法，不进行脉动运算和载波振幅调制等运算，可实现能够简化控 制系统的电路结构的矩阵转换器。
图1是本发明的一个实施方式的矩阵转换器的转换部的结构图。
图2是上述矩阵转换器的控制部的方框图。
图3是表示上述矩阵转换器的各个部分的波形的图。
图4是表示上述矩阵转换器的通电定时的图。
图5是表示上述矩阵转换器的信号更新时的定时的图。
图6是表示产生畸变的信号更新时的定时的图。
图7是表示脉冲图形电路的逻辑电路的图。
图8是比较例的矩阵转换器的控制部的方框图。
图9是表示上述矩阵转换器的各个部分的波形的图。
图IO是表示上述矩阵转换器的通电定时的图。
图11是表示上述矩阵转换器的脉冲图形电路的逻辑电路的图。
图12是表示产生畸变的信号更新时的定时的图。
图13是表示载波周期在各个切换状态下的影响的图。
具体实施例方式
以下，根据图示的实施方式，具体说明本发明的矩阵转换器和矩阵 转换器的控制方法。
图1是本发明的一个实施方式的矩阵转换器的转换部的结构图。如 图1所示，三相一三相矩阵转换器针对每个输出相通过三个交流开关与 三相电源的各相连接，通过适当控制连接相、时间，来获得可变电压、 可变频率。如图1所示，这种矩阵转换器具有由开关Su。
Sus、 Sut、 Svn Svs、
Svt、 Swr、 Sws、 S^构成的转换部1，和输出用于使上述转换部1的开关 Sur、 Sus、 Sut、 Svr、 Svs、 Svt、 Sw、 Sws、 Swt接通/断开的信号的控制部2 (图 2所示)。
上述转换部1将来自三相交流电源3的三相交流输入电压中的相电
压Vr分别输入开关Sur、 Svr、 Swr的一端，将三相交流输入电压中的相电
压Vs分别输入Sus、 Svs、 Sw的一端，将三相交流输入电压中的相电压vt
分别输入Sut、 Svt、 Sm的一端。将上述开关Sur、 Sus、 Sut的另一端分别与 相电压Vu的输出端子连接，将开关Sv。
Svs、 Svt的另一端分别与相电压
、的输出端子连接，将开关S吣Sws、 Swt的另一端分别与相电压 的输
出端子连接。
并且，图2表示上述控制部2的方框图。
如图2所示，上述控制部2具有作为输出电压指令信号生成部的 一例的线电压控制指令信号生成部11，其根据输出电压指令信号Vu'、
Vv*、 V:和输入电压Vmid，生成线电压控制指令信号；电流通流比生成部 12，其根据输入电流指令信号i/、 is*、 it'运算电流通流比；作为信号校正 部的一例的指令信号运算部13，其根据由上述线电压控制指令信号生成 部11生成的线电压控制指令信号、和由电流通流比生成部12运算出的 电流通流比，运算最大相+中间相的指令信号以及中间相的指令信号； S/H (采样保持)部14，其在载波信号的顶点的定时，更新并保持来自上 述指令信号运算部13的最大相+中间相的指令信号以及中间相的指令信 号；载波比较部15，其具有生成上述载波信号的载波信号生成电路20， 对由上述S/H部14保持的最大相+中间相的指令信号和载波信号进行比 较，并且比较中间相的指令信号和载波信号；S/H (采样保持)部16，其 在来自上述载波信号生成电路20的载波信号的顶点的定时，更新并保持
电源电压相信息Vmax、 Vmid、 Vmin和基准电压X/Y;以及脉冲图形生成部
17，其根据来自上述载波比较部15的比较结果及S/H部16所保持的电
源电压相信息Vmax、 Vmid、 V^和基准电压X/Y，生成用于使转换部l的 开关Sur、 Sus、 Sut、 Svr、 Svs、 S讨、Swr、 Sws、 Swt接通/断开的脉冲图形(PWM转换信号)。
上述指令信号运算部13具有最大+中间相指令信号运算部13a， 其对来自上述线电压控制指令信号生成部11的线电压控制指令信号乘以 最大+中间相的指令信号；以及中间相指令信号运算部13b，其对上述线 电压控制指令信号乘以中间相的指令信号。
利用上述载波比较部15和脉冲图形生成部17构成PWM转换信号 生成部。并且，利用上述S/H部14和S/H部16构成保持部。
图8表示比较例的矩阵转换器的控制部的方框图。另外，图8所示 的矩阵转换器是为了容易理解本发明而说明的转换器，既不是公知技术 和现有技术，也不是本发明的矩阵转换器。
如图8所示，该比较例的矩阵转换器的控制部具有线电压控制指 令信号生成部101，其根据输出电压指令信号Vu*、 Vv+、 V/和电流分配 率a，生成线电压控制指令信号；电压脉动运算部102，其根据输入电压 Vmax、 Vmid、 Vmin运算电压脉动；电流分配率运算部103，其根据输入电 流指令信号ima^、 imid'、 in^运算电流分配率a;指令信号运算部104，其
根据由上述线电压控制指令信号生成部11生成的线电压控制指令信号、
和由电流分配率运算部103运算出的电流分配率a，运算最大相+中间相 的指令信号以及最大相的指令信号；载波比较部105，其具有生成上述载 波信号的载波信号生成电路120，载波比较部105对来自上述指令信号运 算部104的最大相+中间相的指令信号和载波信号进行比较，并且比较 最大相的指令信号和载波信号；切换部106，其根据来自上述载波比较部 15的比较结果，输出切换信号；S/H部107，其根据来自上述切换部106 的Bas电平的切换信号，更新并保持来自线电压控制指令信号生成部101 的电压指令相位信息6r和电源电压相信息V隨、Vmid、 Vmin; S/H部108， 其根据来自上述切换部106的Top电平的切换信号，更新并保持基准电 压X/Y;以及脉冲图形生成部109，其根据来自上述载波比较部15的比 较结果及S/H部107、 108所保持的电压指令相位信息er和电源电压相信
息V應、Vmid、 V她和基准电压X/Y，生成用于使转换部的开关Sur、 Sus、Sut、 Svr、 Svs、 Sw、 Swr、 Sws、 Swt接通/断开的脉冲图形(PWM转换信号)。 上述载波比较部105的载波信号生成电路120根据来自电压脉动运 算部102的电压脉动信号，进行载波信号的振幅调制。
图9表示基于上述比较例的矩阵转换器的控制方式的各部分波形， 此处为了简单起见，假设输入功率因数为1，输出频率与电源相同。在此, 观察三相交流电位的大小关系，每隔60度相位角中间相电位的极性反转。 于是，设为根据中间相电压的极性(正区域X，负区域Y)变更基 准波形(区域X时为最小相，区域Y时为最大相)的方式，并考虑关于 基准波形的电位可知能够获得以下两个电位
%:五 =f —k，五^-rw—k
" "maxmax min '"/n/d加d min
F ! ￡ =7—K，五 =F—y 。
"* "^max r min r m狄7 "/w/'rf ^ /nid r max "
另一方面，关于指令信号，采用将三相电压指令除以最小相得到的
二相调制波形，由于在区域Y中电位为负，所以使极性反转，切换为三
相电压指令除以最大相得到的波形。这样，实现输出电压极性的匹配，
并把作为其结果而得到的虚拟直流环节电压设为下式所示的关系，调制
基于图9 (b)所示的两个电位的脉动电流， Y:/r =7 ， =「 — 「
""max r max r min 7 r m/d r min
y : f = —n/ — k 、 ， ￡ = —— k )。
丄"maxVr min r max乂 7"mZd、r , max乂
接着，关于将指令信号分为两个信号的方法，由中间相电流相对最 大相电流的比率即电流分配率进行定义，在把载波信号的半个周期设为 T、把从载波信号的顶点切换到中间相的时间设为To、把从载波信号的顶 点切换到最大相的时间设为T\时，电流分配率a可以利用下式表示，
a=C2/Cl
Cl二T一Tj
C2=T「T0
另外，此处功率因数为l，所以在图9 (a)中表示为相电压的比率。
与最大相电压、中间相电压连接时的比率根据下式求出。在此，设 为对最大相乘以电压指令值、对中间相乘以电流分配率得到的值，所以 把平均虚拟直流环节电压定义为按照电流分配率向最大电压加上中间电最大相 中间相
最大相+中间相 载波振幅
(T—T》/T=Vs7Vtri ……(1) (Ti一To) /T=aVs*/Vtri ……(2) (T—T。) /T= (l+a)《/Vtri ……(3)
Vtri = Emax + aEmid 。
其中，把在区域x时将输出电压指令信号v;、 vv*、 v^中电压最低
的相作为基准电压V/，在区域Y时将输出电压指令信号Vu'、 Vv*、 Vw' 中电压最高的相作为基准电压的电压指令设为Vs#。
因此，在根据平均虚拟直流环节电压对载波信号进行振幅调制来补 偿脉动后，利用两个指令信号，在图IO所示的通电定时进行基于载波比 较的PWM调制。在此，对一个相的最大相、中间相、最小相的门控图 形(gate pattern)利用下面的逻辑式被分离，
最大相X= (Vtri<Vs*)
最小相Z= (Vtri>(l+a)Vs*)
中间相Y=(FU^)。
此时，关于应该连接的输入相，如图11所示，根据表示各相的大小 关系的逻辑信号，通过逻辑电路分配针对各个开关的门控信号。
在上述比较例的矩阵转换器中，使用电流分配率a向指令信号和载 波信号双方乘以系数来进行调制，所以存在控制结构和运算复杂化的问 题。
在上述比较例的矩阵转换器中，把中间相与最大相的比率定义为电 流分配率，但在本发明中利用归一化后的电流值进行分流。
图3表示本发明的矩阵转换器的归一化电流波形，认为最大相在CI 分流，中间相在C2分流。上述比较例的方式把最大相设为1，所以在区 域X、区域Y的边界处，通过乘以系数2/VI而使之成为1，各相的通流 比可以表示为下式所示的关系，
最大相(r-70/r^/i柳w糾l/;l,l/;l) ... (4)
中间相(r广r。)/r = r/+min(|!';,|z;,z';|) ... (5)最大相+中间相(r-:0/:r = F/*max(|/;|,|i;|,|!';|) ... (6)。
其中，把在区域x时将输出电压指令信号v二 v二 v^中电压最低 的相作为基准电压v/，在区域Y时将输出电压指令信号vu+、 vv'、 vw* 中电压最高的相作为基准电压的电压指令设为vs*。并且，虽然最大相和 中间相的通流比之和超过i，但根据虚拟直流环节电压波形，由于最大电 压指令的电压控制率为下式所示，所以最终结果通流比的最大值为i，
cos30。 = 二 2
虽然向虚拟直流环节的两个电位乘以以上通流比得到的结果是平均 虚拟直流环节电压，但根据图3 (f)所示可知，由于能够获得恒定的直 流电压，所以不需要上述比较例那样的载波信号的振幅调制。
图4表示用于说明上述通电定时的图，根据图4所示的通电定时进 行基于载波比较的PWM调制。
下面，表示根据本发明的方式调制波形可以得到与比较例相同的结 果。另外，此处设为功率因数为l，并利用相电压进行说明。
在相位角30。 60。的区间中得到
五,腿=^狄一 = R 一 K = *(goS《一G0S《)=
五^ = - 「min = K — K = *(cos《—cos《)=C0SW 一 "/3) ° 其中，
a =
cos《
Kr = 二cos = ;cos e
^;k鄉《i鄉(e-f)，
1 1 2;r
对式a)进行变形后，+必.
'布W
cos-+cos(-一
cos《
咖9'
一
因此，中间相通流比为 fl 2
cos《cos-+cos《cos(—>r/3)
__2cos《_
sin ;r / 3+sin( ;r/3 - 2<9)+sin( - /3)+sin /3
五—+近
COS P'
最大相与中间相的通流比之和为
与式(4)、式(5)、式(6) —致。
图2所示的本发明的矩阵转换器与图8所示比较例的矩阵转换器相 比，平均虚拟电流环节电压恒定，所以不需要有关电压脉动运算、载波 振幅调制的单元，可以简化结构。
在此，作为求出电流通流比的单元示出了式(4)、式(6)，但在中 间值、最大值的运算中，使用X区域中及Y区域中的相位角())利用下式， 并通过参照单一的正弦表，可以做到更简单。
2 2
^nid(l^瞎l) = ^sin( r/6-" (7!/6净0时)
(兀/3>((^兀/6时)
(7)
3
max(
=1-
(8)
并且，此处只示出了功率因数为1的情况，并以电源电压(三相交 流输入电压)的中间相的极性为基准进行区域XY的切换，但在可以改 变输入功率因数的情况下，通过根据加上相位差后的中间相的相位进行 切换，也可以实现功率因数控制。
在图8所示比较例的矩阵转换器中，电压指令是二相调制波形，所以对电压指令中的最大相和中间相进行PWM调制，关于对各相的分配， 使用相位信息er进行。并且，作为不能确保电源频率与载波频率的同步 时的对策，对基准电压X/Y、电压指令相位信息er、电源电压相信息Vmax、
Vmid、 Vmin限制更新定时。
图12表示在上述比较例的矩阵转换器不同步时产生畸变的定时，相 对于基准电压的变化、二相调制波形的移相、电源电压(电流)的移相 以上这三个变化点产生畸变。
图13 (a) (d)表示载波周期的各个切换状态(最大、中间、最 小)对上述变化的影响。此处为了简单起见以单相输出示出，只有一相 是利用粗线被短路的相，其相当于二相调制波形的120度通电相，其它 相当于二相中的任一个。并且，作为初始状态，最大、中间、最小电压 分别设为r相、s相、t相。
(1) 最大相导通的状态(图13 (b)所示) 在基准电压X/Y变化时，使U相、V相的电压指令值反转，并且调
换r相、t相的切换信号，使从X (+-)状态变为Y (-+)状态，但U相、 V相向最大相、最小相的切换状态均未变化。
在电压指令相位信息er移相，并且导通相和切换相变化后，U相、
V相调换，由此从X (+-)状态变为X (-+)状态，输出从r相变为t相。
关于电源电压相信息Vn^、 V^d、 Vmin，在输入电压的最大相与中间
相调换的情况下(r相Gs相)，U相中导通的开关从Sur变为Sus。
(2) 中间相导通的状态(图13 (c)所示)
在基准电压X/Y变化时，使从X (+-)状态变为Y (-+)状态，U 相、V相的切换状态也变化。
在电压指令相位信息er移相时，从X (+-)状态变为X (-+)状态，
U相、V相的切换状态均变化。
关于电源电压相信息Vm^、 Vmid、 Vmin，在输入电压的最大相与中间
相调换的情况下，U相中导通的开关从Sus变为Sur。
(3) 最小相导通的状态(图13 (d)所示) 在基准电压X/Y变化时，从X (+-)状态变为Y (-+)状态，U相、V相的切换状态均变化。
在电压指令相位信息6r移相时，从X (+-)状态变为X (-+)状态， 但由于都是最小相，所以切换状态不变。
关于电源电压相信息Vmax、 Vmid、 Vmin，在输入电压的最大相与中间
相调换的情况下，由于都是最小相，所以切换状态不变。
如上所述，在上述比较例的矩阵转换器中，存在切换状态不根据各
个信号的变化而变化的模式，所以在最大相(Top)导通的期间允许更新 基准电压X/Y，在切换为最小相(Bas)的期间允许更新电压指令相位信
息er、电源电压相信息Vmax、 Vmid、 Vmin，确保载波周期内的电流分配的
平衡。并且，上述更新期间采用向电源最大相(Top)的通电期间为最短 的电压指令中间相信号、和向电源最小相(Bas)的通电期间为最短的电 压指令最大相信号。
在上述比较例的矩阵转换器中，电压指令是二相调制波形，所以不 使用三相电压指令，只对最大相和中间相进行PWM调制，使用相位信 息6r进行对各相的分配。因此，为了避免因不同步造成的畸变，除被限 制更新的基准电压X/Y和电源电压相信息(Vmax、 Vmid、 Vmin)夕卜，对于 相位信息也需要进行更新限制。并且，在更新控制中使用中间相信号、 最大相信号这两个信号电平，所以存在控制系统的结构变复杂的问题。
在逆变器的数字控制中，为了取得信号的延迟时间的匹配，信号的 输入输出被控制为与PWM载波周期的定时同步。
在此，在本发明的矩阵转换器中，如图5所示，当设所调制的信号 波在载波信号的顶点的定时被同步更新并保持时，在最小相导通的状态
下转换信号。在此，相当于可以更新电压指令相位信息er、电源电压相信
息V,、 Vmid、 Vmin的定时，但在本发明中，由于使用三相电压指令，所 以包含相位，不需要相位信息er的更新控制。关于电源电压相信息Vmax、 Vmid、 Vmin，在载波信号的顶点的定时进行同步并更新。
并且，在本发明中，关于基准电压X/Y，也在载波信号的顶点的定 时更新。在载波信号的顶点的定时相当于最小相，以往由于根据电平信
号进行更新控制，所以如图6 (a)、 (b)所示，在载波周期内的输入电流分配中产生不平衡。另一方面，关于最大相的更新，如图6 (c)、 (d)所 示，相对于基准电压X/Y的切换，不会产生切换状态的变化。
图5 (a)、 (b)表示基于本发明的更新定时的切换状态的变化。在此， 对于最小相电平信号，在载波信号的顶点的定时进行波形更新，因此虽 然最大相、最小相的切换状态变化，但能够确保波形的对称性，与最大 相的更新波形比较可知，载波的半个周期的电流分配相等。
如上所述，以电压指令被更新、保持的载波信号的顶点的定时，使 基准电压X/Y和电源电压相信息Vmax、 Vmid、 Vmin的更新同步，由此可 以避免产生电流畸变，并且简化控制系统的结构。
另外，关于图2中的脉冲图形产生部17的控制信息的更新，例如可 以使用图7所示的电路构成。
根据上述实施方式的矩阵转换器，利用基于输入电流通流比的调制 方式，使平均虚拟直流环节电压恒定，由此不需要脉动运算、载波振幅 调制所需要的运算，可以简化控制系统的结构。
此外，在上述矩阵转换器中，由于载波振幅恒定，所以容易适用于 数字计数器和比较器，可以使PWM调制的分辨率恒定，所以适合于数 字控制系统。
此外，在上述矩阵转换器中，采用在载波顶点的定时更新并保持输 出电压指令、电源电压(电流)信息的简易结构，即使在三相交流输入 电压和载波周期不同步的情况下，也能够降低输入电流畸变。
权利要求
1. 一种把三相交流输入电压转换为预定的三相交流输出电压的矩阵转换器，其特征在于，该矩阵转换器具有输出电压指令信号生成部(11)，其生成用于输出上述预定的三相交流输出电压的输出电压指令信号；电流通流比生成部(12)，其根据预定的输入电流指令信号生成表示电流通流比的信号；信号校正部(13)，其根据由上述输出电压指令信号生成部(11)生成的上述输出电压指令信号、和由上述电流通流比生成部(12)生成的表示电流通流比的信号，来校正上述输出电压指令信号；PWM转换信号生成部(15、17)，其根据经上述信号校正部(13)校正后的上述输出电压指令信号和载波信号，来生成PWM转换信号；以及转换部(1)，其根据由上述PWM转换信号生成部(15、17)生成的上述PWM转换信号，把上述三相交流输入电压转换为上述预定的三相交流输出电压。
2. 根据权利要求1所述的矩阵转换器，其特征在于，上述电流通流 比生成部(12)在把上述输入电流指令信号设为i/、 is\ it*、把将上述输 出电压指令信 号中电压最低的相或电压最高的相作为基准电压的电压指 令设为V/时，根据下式生成最大相的上述电流通流比，根据下式生成最大相的上述电流通流比与中间相的上述电流通流比
3.根据权利要求1所述的矩阵转换器，其特征在于，上述电流通流 比生成部(12)在把上述输入电流指令信号设为i/、 i/、 i二把相对于上 述输出电压指令信号的上述输入电流指令信号i/、 C、 C的相位角设为(()时，根据下式生成上述电流通流比，*mid(K|，|/;|，|/;) = isin( /6—)(丌/6>岭0时)=;sin- (兀/3>()^兀/6时).^rmax(I^WI) = l-^(sin^+sin(;r/6--))。
4. 根据权利要求1所述的矩阵转换器，其特征在于，上述载波信号 是振幅大致恒定的三角波状信号。
5. 根据权利要求1所述的矩阵转换器，其特征在于，上述载波信号 是振幅大致恒定的锯齿波状信号。
6. 根据权利要求4所述的矩阵转换器，其特征在于，该矩阵转换器 具有保持经上述信号校正部(13)校正后的上述输出电压指令信号和电 源电压信息的保持部(14、 16),上述保持部(14、 16)在上述载波信号的顶点的定时更新上述输出 电压指令信号和上述电源电压信息，上述PWM转换信号生成部(15、 17)根据由上述保持部(14、 16) 所保持的上述输出电压指令信号和上述电源电压信息，生成上述PWM转 换信号。
7. —种把三相交流输入电压转换为预定的三相交流输出电压的矩 阵转换器的控制方法，其特征在于，该控制方法包括以下步骤由输出电压指令信号生成部(H)生成用于输出上述预定的三相交 流输出电压的输出电压指令信号的步骤；由电流通流比生成部(12)根据预定的输入电流指令信号生成表示 电流通流比的信号的步骤；由信号校正部(13)根据由上述输出电压指令信号生成部(11)生 成的上述输出电压指令信号、和由上述电流通流比生成部(12)生成的 表示电流通流比的信号，来校正上述输出电压指令信号的步骤；由PWM转换信号生成部(15、 17)根据经上述信号校正部(13) 校正后的上述输出电压指令信号和载波信号，生成PWM转换信号的步 骤；2 -以及3由转换部(1)根据由上述PWM转换信号生成部(15、 17)生成的 上述PWM转换信号，把上述三相交流输入电压转换为上述预定的三相交流输出电压的步骤。
全文摘要
由线电压控制指令信号生成部(11)生成用于输出预定的三相交流输出电压的输出电压指令信号，并且由电流通流比生成部(12)根据预定的输入电流指令信号生成表示电流通流比的信号。由指令信号运算部(13)根据由线电压控制指令信号生成部(11)生成的输出电压指令信号、和由电流通流比生成部(12)生成的表示电流通流比的信号，来校正输出电压指令信号，由PWM转换信号生成部(15、17)根据校正后的输出电压指令信号和载波信号，生成PWM转换信号，由转换部根据所生成的PWM转换信号，把三相交流输入电压转换为预定的三相交流输出电压。
文档编号H02M5/293GK101432956SQ20078001516
公开日2009年5月13日 申请日期2007年4月20日 优先权日2006年4月28日
发明者榊原宪一 申请人:大金工业株式会社