专利名称：：利用受控二极管导通的低噪声直流/直流转换器的制作方法
技术领域：
：作和性能，以及涉及在这样的转换器中使用的半导体组件。
背景技术：
：通常需要电压调节，以防止对诸如数字IC、半导体存储器、显示模块、硬盘驱动器、RF电路、微处理器、数字信号处理器和模拟IC之类的各种微电子组件供电的电源电压中的变化，特别是在诸如蜂窝电话、笔记本计算机和消费产品之类的由电池供电的应用中更是如此。由于产品的电池或DC输入电压经常必须被步升(stepup)到较高的DC电压、或步卩f(stepdown)到较低的DC电压，因此这样的调节器^^皮称为DC-DC转换器。只要电池的电压大于期望的负载电压，就使用通常被称为降压转换器(Buckconverter)的步降的转换器。步降的转换器可包括电感式开关调节器、电容式电荷泵、以及线性调节器。相反，只要电池的电压低于对负载供电所需的电压，就需要通常被称为升压转换器(Boostconverter)的步升的转换器。步升的转换器可包括电感式开关调节器或电容式电荷泵。电感式开关转换器在上述电压调节器中，电感式开关转换器可在最宽范围的电流、输入电压和输出电压上实现出众的性能。DC/DC电感式开关转换器的基本原理是不能立刻改变电感器(线圏或变压器)中的电流，以及电感器将产生用于抵抗其电流中任何改变的相反的电压。通过使用以高频开关的一个或多个晶体管来使电感器反复地磁化和去磁化，电感器可被用来步升或步降转换器的输入电压，从而产生与其输入电压不同的输出电压。晶体管典型地是具有低接通状态电阻的MOSFET，通常称为"功率MOSFET"。使用来自转换器的输出电压的反馈来控制开关条件，即使转换器的输入电压或输出电流快速变化，都可以维持恒定的、被良好调节的输出电压。为了移除由晶体管的开关动作产生的任何AC噪声或紋波，跨越开关调节器电路的输出端布置了输出电容器。电感器和输出电容器一起形成了能够防止大多数的晶体管开关噪声到达负载的"低通"滤波器。开关频率(典型地为lMHz或更高)必须相对于滤波器的"LC"回路(tank)的谐振频率是高的。对多个开关周期(switchingcycle)求平均，开关电感器像具有緩变平均电流的可编程电流源一样操作。由于平均电感器电流被晶体管控制，所述晶体管被偏置为"接通"或者"截止"开关，因此晶体管的功耗理论上是小的，并且可实现范围在80%到90%内的高的转换器效率。具体地，当使用"高"栅极偏置将功率MOSFET偏置为接通状态时，所述功率MOSFET展现具有低Ros(接通)电阻(典型地为200毫欧或更小)的线性I-V漏才及特性。例如，在电流为0.5A时，尽管这样的器件有高漏极电流，但其将展现仅100mV的最大电压降10Rds(接通)。在功率MOSFET接通状态的导通期间消耗的功率等于ID2Rds(接通)。在上面给出的示例中，在晶体管导通期间的功耗等于(0.5A)2'(0.2Q)或50mW。在功率MOSFET的截止状态下，功率MOSFET使其栅极连接到其源极，从而其源极-栅极电压VGS=0。即使对于等于转换器的电池输入电压Vbatt的漏极电压VDs,功率MOSFET的漏极电流Ioss也非常小，典型地完全在一毫安以下，更通常地在纳安的范围内。电流lDss主要由结泄漏(junctionleakage)组成。因此，用作DC/DC转换器中的开关的功率MOSFET是高效的，这是因为在功率MOSFET的截止情况下，其在高电压时展现低电流，而在功率MOSFET的接通状态下，其在低电压时展现高电流。忽略开关瞬态，在功率MOSFET中的ID.Vos乘积保持很小，并且开关中的功耗保持很低。如果晶体管开关事件的持续期(duration)与各开关事件之间的时段(period)相比相对短，则在开关期间的功率损失可被认为是可忽略的，或替代地，可被作为固定的功率损失对待。然而，在多兆赫开关频率时，开关波形分析变得更重要，并且必须通过作为时间的函数分析晶体管的漏极电压、漏极电流和栅极电压来考虑开关波形分析。降压转换器操作图1A示出了降压转换器1的常见的非隔离的步降DC/DC转换器拓朴。降压转换器1包括功率MOSFET4、电感器6、肖特基二极管7、以及电容器9。在MOSFET4的正极端与输入电池电压Vbatt连接的情况下，MOSFET4类似"高压侧(high-side)"开关操作，该"高压侧"开关连接到电感器6并控制电感器6中的电流。MOSFET4的操作由脉宽调制(PWM)控制器2控制，利用栅极緩冲器3驱动MOSFET4的栅极。功率MOSFET4可以是P沟道或N沟道MOSFET，只需对栅极緩冲器3进行适当的调整。二极管5是寄生于MOSFET4、与该MOSFET4的漏极和源极并联的P-N结，并且该P-N结以使得二极管5在正常操作情况下保持反向偏置的极性与MOSFET4连接。肖特基二极管7使其阴极(由电压Vx标记的电节点)连到MOSFET4和电感器6。电容器8表示寄生于肖特基二极管7的电容。负载10表示连接到转换器1的输出端的电负载。输出电压V。ut反馈到PWM控制器2的输入端作为反馈电压VFB,该PWM控制器2通过控制MOSFET4的开关来控制电感器6中的电流lL。转换器l被分类为"非同步的"或"传统的"降压转换器，这是因为整流器7是二极管而不是MOSFET。二极管7在MOSFET4截止时导通，并且必须在这样的间隔期间承载经过电感器6的全部电流IL。肖特基二极管7在导通期间的功耗是t.Vf，其中Vf是跨越肖特基二极管7的正向电压降。在该电路中，使用肖特基二极管来代替硅P-N整流二极管，这是因为肖特基二极管具有较低的正向电压降和较低的功耗。与硅P-N整流二极管中的大约700mV的Vf相比，肖特基二极管典型地具有400mV以下的Vf。尽管如此，肖特基二极管7中的功耗可能很大，从而降低转换器1的效率并产生散热问题。在PWM控制器2的操作下，降压转换器1在节点Vx处展现图2A所示的类型的电压波形。在时间h之前，高压侧MOSFET4处于其接通状态，用作具有电阻RDs(开关)的开关。在节点Vx处的、跨越整流二极管7的电压因而等于Vbatt-IL.Ros(开关)，该电压理想地接近于输入电压Vbatt。跨越"截止的"肖特基二极管7的电压由图3A中示出的肖特基二极管7的I-V特性中的点40所示。尽管在线性曲线图的右侧电流看起来为"零"，但是当肖特基二极管7被反向偏置时，小的漏电流流过该肖特基二极管7。再次参照图2A,在时间t!，高压侧MOSFET4截止，并且电感器将电压Vx快速地驱动为负，直到肖特基二极管7导通为止，从而将Vx箝位为负的肖特基二极管7的正向电压降Vf,即，稍低于地电压的电压，如图3A中的点41所示。在该瞬态期间，由于与组件的接线和印刷电路板上的导电迹线(conductivetrace)相关联的杂散电感，出现一些超过-Vf的负过冲和振动(ringing)。电压Vx保持在-Vf,直到在时间12处PWM控制器2使高压侧功率MOSFET4接通为止。随着电压Vx返回到其开始状态，肖特基二极管7因而快速变为反向偏置。当MOSFET4开始导通时，跨越该MOSFET4的漏极-源极端存在全部的电源电压Vbatt，即，VdsVbatt。因此，在该间隔期间，MOSFET4的漏极-源极电压VDS大于其栅极-源极电压VGS。在此情况下，MOSFET4暂时处于其饱和操作区，并且操作为受控电流源而不是开关。在饱和时，通过升高MOSFET的栅极电势，使MOSFET偏置进入"接通"状态，从而将其栅极下的硅反向以形成导电沟道。在存在高的漏极-源极电压时，MOSFET"饱和"，并且展现相对地独立于其漏极-源极电压的漏;f及电流。随着饱和的MOSFET4传导电流，其通过将低压侧(low-side)肖特基二极管7反向偏置来使该低压侧肖特基二极管7进入截止状态，从而移除在其结(juction)内存在的任何所储存的少数载流子电荷。通过紧接在正向导通之后将二极管反向偏置来移除在二极管中储存的电荷的处理被称作强迫二极管恢复(forceddioderecovery)，或"反向恢复(reverserecovery)，，。然而,在肖特基二极管中，由于在导通期间存在非常少的少数载流子，因此反向恢复时段可以非常短，或者甚至可以忽略。在二极管7的反向恢复后，在接通状态的MOSFET4中，电压Vx上升，并且Vds降到Vgs以下。当上述情况出现时，MOSFET4移出饱和操作区，并进入其线性操作区，该线性操作区是ID展现与Vos的线性关系、并且MOSFET4像栅极受控的可变电阻一样操作的操作情况。得到的瞬态电压(voltagetransient)的dVx/dt依赖于电路中的寄生电容和电感以及肖特基二极管7的反向恢复的特性性质。高的瞬态变化率(transientrate)可能引起振动，导致传导噪声和辐射噪声以及相关联的电磁干扰。作为电路中的(特别是与肖特基二极管7相关联的)杂散电感的结果，某些振动可能导致过冲到输入电压Vbatt之上，并且可能无意地将通常截止的寄生二极管5中的P-N结正向偏置。该电路是自定时的(self-timed),这是因为仅仅MOSFET4在PWM控制器2的控制下。肖特基二极管7对通过电感器6和MOSFET4施加于其上的情况做出响应，并且不需要用于确定其何时导通的独立的控制信号。在表1中总结非同步降压转换器的操作序列<table>tableseeoriginaldocumentpage9</column></row><table>如表l所示，传统的降压转换器的开关序列包括通过接通状态的高压侧MOSFET对输出电容器进行充电并且使电感器^F兹化，当MOSFET截止时使电感器电流续流经过正向偏置的肖特基整流器，然后将高压侧MOSFET返回到接通。在被称为"恢复"的最后阶段中，当高压侧MOSFET被再次接通时，在高压侧MOSFET和电感器之间的节点处的电压最初低于地电压。在恢复后，重复整个循环。总而言之，传统的降压转换器包括单个高压侧功率MOSFET，其被操作为具有可变接通时间的开关，用于控制输出电压；以及肖特基整流器，只要MOSFET开关截止，该肖特基整流器就必须承载电感器的全部续流电流。同步降压转换器操作降压转换器的替代版本被称为同步降压转换器，其用功率MOSFET替代肖特基整流二极管，其中无论何时将一功率MOSFET截止，另一功率MOSFET都被同步(即，控制)为导通。因此同步降压转换器需要被配置为半桥或推挽输出的两个功率MOSFET来驱动电感器，其中当高压侧功率MOSFET截止时，低压侧或接地的同步整流MOSFET接通。由于操作为开关的MOSFET展现线性I-V特性，所以可以使其充分地大，以展现低接通状态电阻和比肖特基二极管的电压降更低的电压降。同步整流MOSFET通常与二极管(寄生P-N结二极管或分立肖特基二极管)并联。在同步整流MOSFET导通时，其从二极管分流电流，并且将其转移到MOSFET的"沟道"中。同步整流器的增加使降压转换器的操作复杂，这是因为需要先断后合(break-before-make)电路来确保在开关瞬态期间，存在两个MOSFET都截止(即，没有电流流过任一MOSFET)的短暂时刻。同步降压转换器20的示例在图IB中示出。降压转换器20包括功率MOSFET25、电感器27、如上所述与寄生P-N二极管29并联的同步整流功率MOSFET28、以及输出滤波电容器31。MOSFET25的操作由脉宽调制(PWM)控制器21控制，利用栅极緩冲器23驱动MOSFET25的栅极。尽管PWM控制器21被称为"PWM控制器"，意味着固定频率、可变脉宽的操作，但是替代地其可以可变频率操作(有时被称为脉冲频率调制(PFM)模式，其中允许时钟周期变化)，或替代地依赖于负载和输入情况而在PFM和PWM模式之间交替。关于晶体管的接通时间、截止时间、或者接通时间和截止时间两者是否是变化的，术语"PFM"是模糊的。该术语被包括在此仅作为对现有技术的术语的引用，而非在此使用。来自电源(电池或其它电力输入)的能量输入通过MOSFET25而切换或门控(gated)。在MOSFET25的正极端连接到电池或其它电力输入的情况下，MOSFET25像用于控制电感器27中的电流的"高压侧，，开关一样操作。二极管26是寄生于MOSFET25并与其漏极和源极并联的P-N结。电容器30表示寄生于P-N二极管29的电容。通过控制MOSFET25的开关和接通时间，可动态调节在电感器27的磁场中储存的能量，以控制输出滤波电容器31上的电压。输出电压V。ut作为电压VFB而反馈到PWM控制器电路21的输入，该PWM控制器电路21通过对MOSFET25的反复开关来控制电感器27中的电流L。负载32表示连接到降压转换器20的输出的电负载。通过栅极緩冲器24将同步整流MOSFET28与MOSFET25异相地驱动，该同步整流MOSFET28在MOSFET25截止的时间段期间导通。在现有技术的同步降压转换器中，同步整流MOSFET28从不在高压侧MOSFET25接通并导通时导通。在MOSFET28的正极端连接到电感器27(即，连接到存在中间电压Vx的节点)、而其负极端连接到电路接地的情况下，该MOSFET28像"低压侧"开关一样操作，分流二极管29中的电流。二极管29是寄生于同步整流MOSFET28的、与其漏极和源极并联的P-N结，因此二极管29仅在MOSFET25和28两者都截止的短暂间隔期间(即，在先断后合间隔期间)，在分流一小部分的瞬态电流的并联的电容器30的帮助下，传导大量电流。通过确保MOSFET25和28不同时导通/人而不短路或"急剧短路(crow-bar)"转换器20的输入和电源，先断后合(BBM)电路22防止直通(shoot-through)导通。在该短暂的BBM间隔期间，二极管29必须与电容器30—起承载经过电感器27的电流L。先断后合间隔在一个完整的循环中出现两次——次在紧接在高压侧MOSFET25截止之后、同步整流MOSFET28接通之前的瞬态中，第二次在同步整流MOSFET28截止之后、但紧接在高压侧MOSFET25接通之前。在现有技术的同步降压转换器中，同步整流MOSFET28从不在先断后合间隔期间导通。尽管BBM间隔必然防止了直通情况，但是该BBM间隔可能导致引起振荡和电子噪声的各种情况。就在高压侧MOSFET再次导通时、在同步整流器已经截止后的间隔期间，同步降压转换器中的噪声可能特别有问题，产生了被称为"强迫二极管恢复"的瞬态情况。当在"轻负载"情况下使用同步整流器时、当负载正汲取低电流并且电感器中的电流实际上可能暂时地改变方向时，也可能出现有噪声的操作。在正常的PWM操作下，同步降压转换器20在节点Vx处展现如图2B所示的波形。在时间t!之前，高压侧MOSFET25处于其接通状态，用作具有电阻Ros(开关)的开关。在MOSFET25和28以及电感器27之间的节点处的中间电压Vx因而等于Vbatt-IL.Ros(开关)，该电压理想地接近于输入电压Vbatt，并且二极管26和二极管29两者都被反向偏置。跨越"截止的"整流二极管29的电压在如图3B所示的二极管29的I-V特性中的点42处示出。尽管在线性曲线图上电流看上去为"零，，，但是在反向偏置情况下一些漏电流流过二极管29，虽然该漏电流小于将流过肖特基二极管的漏电流。在时间tP高压侧MOSFET25截止，并且电感器27将电压Vx快速驱动为负，直到P-N二极管29导通为止，将电压Vjt位在负的二极管29的正向导通电压Vf，该电压稍;微低于地电压，如图3B的曲线图中的点43所示。由于与组件的接线和印刷电路板导电迹线相关联的杂散电感，导致出现一些过冲和振动。当高压侧晶体管25截止时，在时间^处的瞬态行为类似于传统的降压转换器1的行为。然而，与降压转换器1相反，二极管29中的导通仅持续由先断后合间隔确定的有限的持续期tBBM，并且二极管29不需要在整个续流阶段期间承载经过电感器27的全部电流IL。在等于t一tBBM的时间t2,低压侧同步整流MOSFET28接通，并且分流在二极管29中流动的电流的很大部分。低于地电势的Vx因而从-Vf减到-IL.Ros(同步整流)，该电压更接近于零，如图3B中的点44所示。在时间t2和时间t3之间的间隔，电感器27中的电流续流经过同步整流MOSFET28。同步整流MOSFET28保持接通，直到PWM控制器21确定高压侧MOSFET25必须再次接通为止。假设同步整流MOSFET28的该导通间隔不过长或者平均电感器电流II不过低，则在电感器27中流动的电流lL的极性将保持朝向转换器20的输出端的方向，并且能量将从转换器20流向其输出端并流到电容器31中，我们在此将该电流方向指定为"到输出"。到同步降压转换器20中的高压侧MOSFET25的导通的瞬态涉及首先将低压侧同步整流MOSFET28关断第二先断后合间隔tBBM，在该间隔期间MOSFET25和28两者都"截止"，并且使跨越正向导通的整流二极管29的电压暂时返回到值-Vf，如图3B中的点43所示。这出现在图2B的时间t3和时间t4之间的间隔中。在该间隔期间，所储存的电荷再次开始在低压侧整流二极管29中累积。由于二极管29表示同步整流MOSFET28所固有的硅P-N结而非肖特基二极管，因此，其与降压转换器1中的肖特基二极管7相比储存更多的电荷并展现更高的正向电压降。该额外储存的电荷在先断后合间隔之后的时间tj对开关瞬态造成不利影响。在时间t4之前，电压Vx保持在-Vf，直到高压侧功率MOSFET25重新导通并开始传导电流为止。正向导通的P-N整流二极管29因此快速地变为反向偏置。然而，在电压Vx可以上升之前，必须耗尽在整流二极管29中储存的全部电荷。该电路行为由寄生电容器30示意性地图示，以模仿导致电压Vx的延迟上升的、P-N二极管29中的延长导通。这样的操作被称为二极管恢复。在该开关瞬态的开始，随着高压侧MOSFET25的4册极电压倾斜地上升并且Vx接近地电势，MOSFET25被暂时地偏置为漏极-源极电压大于其栅极偏置(即，|VDS|>|VGS|)，并且MOSFET25"饱和"。饱和的MOSFET操作为可编程电流源，其中漏极电流很大程度上依赖于其栅极偏置，但仅最小程度地受其漏极电压影响。当二极管29恢复时，饱和的MOSFET25中的导通电流的开关波形影响跨越二极管29的瞬态电压。如果跨越二极管29的电压上升是逐渐的，则二极管29中的功耗增力口，但是电压开关瞬态(voltageswitchingtransient)的噪声可能相对低。相反地，如果跨越二极管29的电压快速上升，则可能減少二极管29中的功耗，但是在电压Vx中可能出现显著的过冲和振动。这样的行为被称为"快速(snappy)"二极管恢复，这可能导致对负载和与输入连接的电路以及整个电路性能有影响的不期望的传导和辐射噪声以及电磁干扰。在一些情况下，作为电路中杂散电感的结果，电压Vx可能"振动"到输入电压Vbatt之上，并且导致高压侧二极管26的不期望的正向偏置，这然后可能导致更多的电荷储存、振荡和电路不稳定性。在二极管恢复期间，高压侧MOSFET25像电流源一样地接通并饱和，但是不展现为恒流，这是因为随着该高压侧MOSFET25尝试将Vx拉高，其栅极是斜坡的。因为二极管29将Vx电压保持为接近地电压，所以MOSFET25不可避免地饱和，并且操作为斜波(ramped)电流源，直到二极管29恢复并且Vx上升为止。出于下述两个原因该情况实际上降低了转换器的效率。第一个原因是二极管恢复电流表示到二极管29恢复并截止为止、提取少数载流子或提供重组电流(recombinationcurrent)所需的功率损失。二极管恢复电流类似于直通电流地操作，因为它是直接跨越转换器的电池输入端提供的。另一功率损失出现是因为MOSFET25同时支持高VDs漏极电压和增长的电流，因此消耗大小为Px。ver=ID(t)V。s(t)的瞬时功率。该损失有时被称为MOSFET的开关或"交越(cross-over)"损失Px。ver。因为总功率是对Px。ver的时间积分，所以限制MOSFET25保持在VDSVb甜情况的时间是最有效的。不幸的是，直到恢复几乎完成，二极管29都防止Vos降落。在本申请的下一部分更详细地讨论二极管恢复的主题。在二极管29恢复后，随着晶体管最终移到其线性(即，可变电阻器)操作模式，Vx上升并且跨越高压侧MOSFET25的漏极-源极电压相应地下降。电感器27中的^t化再次出现，并且重新开始循环。与单个有源MOSFET晶体管在PWM控制器的控制下的传统降压转换器不同，同步降压转换器需要控制两个功率MOSFET，该两个功率MOSFET被驱动为异相导通并且从不同时导通。如所述的，在表2中总结在正常负载情况下的同步降压转换器的操作序列<table>tableseeoriginaldocumentpage0</column></row><table>表2如所示的，在正常负载情况下的同步降压转换器的开关序列包括通过高压侧MOSFET对输出电容器充电并使电感器磁化，在第一BBM间隔期间截止高压侧MOSFET并将电感器电流续流经过正向偏置的整流器，接通同步整流MOSFET并通过该同步整流MOSFET对整流二极管电流进行分流，在第二BBM间隔期间截止同步整流MOSFET并再次将电感器电流续流经过正向偏置的整流二极管，然后将高压侧MOSFET重新接通。在被称为"恢复"的后一阶段中，在接通高压侧MOSFET时，电压Vx最初低于地电压。在恢复后，重复整个循环。注意到，同步整流MOSFET从不在高压侧MOSFET导通时或在先断后合间隔期间接通并导通。总之，同步降压转换器包括高压侧功率MOSFET,其被操作为具有可变接通时间的开关，用于控制输出电压；同步整流MOSFET,其在高压侧MOSFET截止时导通某一时间段，而从不在高压侧MOSFET接通时导通；以及整流二极管，只要两个MOSFET都截止，该整流二极管就必须在开关瞬态承载电感器的续流电流。强迫二极管恢复在诸如同步降压转换器的、包括驱动电感器的MOSFET半桥(即，推挽级)的开关模式电路中，必须考虑两个重要的因素。首先，两个MOSFET不能同时都操作为接通状态的开关，从而不使电源输入短路。该第一考虑因素的实际实现方式是通常通过使用时序电路以便在接通一MOSFET(即，"接合，，连接)之前，截止接通状态的另一MOSFET开关(即，断开电路)，来确保两个MOSFET开关从不同时接通。这样的先断后合(BBM)电路也称为"直通"保护、交越(cross-over)保护、死区时间控制等，这意味着每个开关瞬态包括当所有开关都截止并且中间节点"浮置(float)"到不由开关确定的电压时的中间状态。第二考虑因素是在两个MOSFFET都截止并且两个MOSFET之间的、连接到电感器的公共节点浮置时的任何间隔期间，电感器必须将浮置的节点驱动到除为电路供电的电源轨(supplymil)之外的电压。无论何时电感器将电路中的节点电压驱动到电源轨之外，二极管都必须或者变为正向偏置或者经历雪崩击穿，以在瞬态的瞬间维持磁化的电感器中的电流连续性，即IiXto-)=IiXto+),即，箝位最大电感器电压。在通常的电力应用中，优选地使用肖特基二极管或P-N结二极管的正向偏置而不是依赖于雪崩击穿或齐纳二极管效应，这主要是因为正向偏置的二极管作为电压箝位提供了较低的电压降、降低的功耗和较高的效率。在比如降压转换器、同步降压转换器、升压转换器和同步升压转换器的非隔离的开关电源拓朴中，将电感器从电池或其它输入电源断开将使得电感器立刻强迫二极管导通。然而，二极管导通导致不期望的电荷储存，这不仅可能增加功率损失，更重要地是，这可能在开关事件期间导致增加的噪声、振动和不稳定性。同步整流不消除二极管电荷储存问题，这是因为为了满足上述第一考虑因素，同步整流MOSFET必须在另一MOSFET接通之前截止。先断后合间隔允许整流二极管导通并储存电荷。在功率MOSFET的集成电路或分立实现方式中，与同步整流MOSFET并联的硅P-N结二极管在同步整流MOSFET截止后立刻导通。尝试使用与MOSFET并联的分立的肖特基二极管来将电流从硅二极管转移开提供了有限的好处，这具体是因为杂散电感防止了肖特基二极管在短的BBM间隔内导通。在诸如开关电源和PWM电机驱动器之类的开关式电感器功率电路中，在紧接在功率整流器的正向偏置之后的其快速反向偏置期间(该情况被称为强迫二极管恢复)，可能出现显著的噪声。图4A-4C表示对同步降压转换器中(例如，与图1B的同步降压转换器20在拓朴上类似的DC/DC转换器中)的强迫二极管恢复处理的现象描述和该现象对由开关瞬态产生的噪声的影响。具体地，图4A中的电路50图示了在紧接在高压侧MOSFET25截止(如开路的开关52所表示)之后的二极管续流期间的降压转换器20的等效电路。在电路50中，电压源51表示电池或其它电压输入Vtot,电阻器54表示负载32的理想近似，而电压源57表示充电电容器31，对于短持续期的瞬态，该充电电容器31可以被建模为AC短路。固定电流源53是在稳态开关情况下操作的电感器27的理想表示，只要时钟的开关频率充分大于LC滤波器的谐振频率，这就是个有效的假设。二极管55表示MOSFET25固有的正向偏置的硅P-N结，而电容器56表示在正向偏置的结中储存的电荷。只要开路的开关52中的漏电流Ioss基本上为0，即典型地小于1毫安，则电感器电流完全由二极管55承载，或Id-L。与该电流级别相应地，^争越正向偏置的二极管55出现电压Vf。该情况在整个BBM间隔期间持续。在图4B中，电路60表示紧接在高压侧MOSFET25接通后的转换器20。作为具有稳定上升的栅极电压的饱和器件，MOSFET25被表示为产生相对恒定的dl/dt的受控电流源61和反向偏置二极管55。然而，在Vx可以上升之前，必须耗尽在整流二极管29中储存的所有电荷。该储存的电荷包括由电容器56表示的耗尽电容、和在被称为"扩散电容"的"真实的"结二极管55中储存的少数载流子。瞬时电流(transientcurrent)ic表示对耗尽电容56放电所需的电流，而电流iRR描述克服扩散电容并截止二极管56的正向偏置所需要的反向恢复电荷。尽管耗尽电容和扩散电容的每个展现不同的瞬态特性，但是它们的组合影响决定了整体"二极管恢复"，该二极管恢复是延迟停止P-N二极管55中的导通并推迟电压Vx的上升的现象。应当注意，在普遍使用的诸如SPICE和其派生物的电路仿真器中的瞬态仿真没有精确地预测二极管恢复波形，这是因为P-N二极管的简单数学模型缺少描述扩散电容的二维物理学特性。精确地仿真强迫二极管恢复需要基于物理学特性的两维器件仿真器(如PISCES、MEDICI等)，该两维器件仿真器由整个电路施加的依赖于时间的偏置情况来驱动，或通过将器件仿真和电路仿真耦合在一起而驱动(参见R.K.Williams等人，Int.Symp.PowerSemiDev(ISPSD91);第254-257页(IEEE,1991))。作为一般的观测，简单模型电路仿真通过低估储存的电荷量及其相关联的功率损失、低估由储存的少数载流子造成的恢复延迟、并且通过低估在恢复瞬态结束时出现的dVx/dt,而产生了比真实二极管的行为更"理想的，，强迫二极管恢复波形。通过低估"快速(snappy)"二极管中的电压转换速率(slewrate),仿真还预测了比在真实电路中观测到的Vx引脚上的振动更少的振动，从而推断出比在物理系统中实际遭遇的噪声和EMI问题更少的噪声和EMI问题。该结果的另一解释是在简单模型电路仿真中减少dV/dt的任何方法可能在真实世界的实现方式中产生甚至更大的改进(improvement)。图4C中的电路70图示了紧接在高压侧MOSFET25作为完全导通的(fUlly-enhanced)接通状态的开关(由电阻器72表示)被接通后的同步降压转换器20。现在处于其截止状态的低压侧二极管29和同步整流MOSFET28由开路的开关75表示，该开路的开关75展现基本上为零的漏电流IDSS。二极管29的恢复在图5中图示为在反向恢复开始时相对于时间的二极管29的电流波形和电压波形的叠加。在瞬态之前，二极管29传导电流If(由线段81表示)，并具有对应的正向偏置电压Vf(由线段86表示)。随着高压侧MOSFET25开始导通，其减少在二极管29中流动的续流电流(由斜线段82表示)。由于P-N二极管导通的指数性质，跨越二极管29的电压仅稍微减小。在点90,二极管中的电流实际上反向，允许电流短暂地(momentarily)从其阴极流到其阳极，这与通常的导通反向。理想地，二极管将仅在其正向偏置时(即，当电流从其阳极流到其阴极时)使得导通出现。由于不期望的储存电荷，在点90之后，反向电流在二极管55中流动。反向电流的大小增加，直到相当数量的电荷已经被移除并且不再支持这样级别的反向电流为止。在点83，反向电流达到其峰值lRR,然后开始沿着更指数形状的曲线84减小大小。在点90开始并且在点85结束的反向二极管电流对时间的全部积分面积(totallyintegratedarea)净皮定义为反向恢复电荷Qrr,在点90和点85处，二极管电流基本为零，该反向恢复电荷QRR以库仑为单位并且通过下式表达峰值反向电流出现后，电压Vx上升的开始被延迟一段时间，但随着最后残余的少数载流子电荷在二维P-N结内被移除或重组，电压Vx最终开始快速上升(在线段87)。电压Vx(MOSFET25的漏极电压)然后过冲(由线段88表示)，并且在振动后，在点89处稳定在稳态值[VbatrlLRDs(开关)]。伴随二极管恢复后的高dV/dt的另一问题是由MOSFET错误接通引起的噪声。在二极管导通结束并且漏极电压Vx快速上升之后，转换器20的等效电路100可如图6A表示，包括同步整流器101、栅极缓沖器103、暂时饱和的高压侧MOSFET102、以及表示电感器27的固定电流源104。如所示，同步整流器101包括N沟道MOSFET110，其中集成(integral)栅极-漏极反馈电容107大小为Cdg,栅极-源极电容108大小为Cgs,并且体-漏极(body-to-drain)电容109大小为Cdb。无论何时将源极和体短路，电容Cdb都与MOSFET的漏极-源极端并联，这是MOSFET功率器件中的常见配置。大小为rd的寄生漏;f及电阻111、大小为rs的源极电阻112、以及大小为rg的分布式棚-极电阻106构成了MOSFETIIO的才莫型。将MOSFETIO偏置到其截止状态的栅极緩冲器103包括具有电阻Rdriver的下拉器件105。二极管113表示与高压侧MOSFET102并联的P-N结。MOSFET110的栅极电压VG和漏极电压Vx、以及高压侧二极管113中的电流If(开关)的波形120在图6B中图示。在时间tj之前，在开关114闭合而开关115断开的情况下，MOSFET110的栅极被栅极緩冲器103偏置为电压Vbatt。此时，电压Vx被偏置为比地电压低的、等于-t.Rds(同歩整流)的量，并且高压侧二极管113保持反向偏置。在时间tP同步整流器101的栅极被栅极緩冲器103从V隨驱动到地电压，如从曲线121到122的过渡所示。这涉及开关114的断开和开关115的闭合。随着同步整流MOSFET110的沟道截止，跨越MOSFET110的负电压增加到Vf,如从曲线124到125的过渡所示，并且二极管116接替承载经过电感器27的续流电流的功能。在时间t2,随着电压Vx开始沿曲线129快速上升，电容性的位移电流(capacitivedisplacementcurrent)流过4册才及-漏才及电容器107,并且由棚4及-源极电容器108以及分布式栅极电阻106与下拉器件105的串联电阻形成分压器。如果该串联电阻(rg+Rdriver)足够大，则在MOSFET110的栅极处的电压(节点VG，)可能增加到MOSFET110的阈值电压之上，如曲线123所示。这短暂地造成同步整流MOSFET110再次导通，在电压Vx节点触发在大小和持续期上变化的不期望的振荡126。其结果是在一频率范围上散布的噪声突发-在通信应用中噪声尤其有问题。在高dV/dt瞬态期间控制4册极电压是困难的，这是因为同步整流器101包括七个无源元件和P-N二极管，它们全部都影响端子特性。如果瞬时振动126超过600mV,基本是在Vb敏之上一个正向偏置的二极管电压Vf,在此情况下高压侧二极管113导通，如曲线129A和129B所示，增加了其它电荷储存和振荡模式，则各振荡可能进一步混合。仅在一段不受控的振荡后，漏极电压Vx才最终稳定到其最终电压，如线127所示。总之，在高压侧导通之前在同步降压转换器中的强迫二极管恢复可能导致反向整流器电流和效率损失、高dV/dt转换速率、振动、电压过冲、振荡、高压侧MOSFET的二极管的正向偏置、以及在一频率范围上散布的不可控制的噪声突发。不幸的是，所有已知硬开关转换器(即，除了谐振和准谐振转换器以外的转换器)一段间隔需要强迫二极管恢复，以提取P-N结中储存的电荷。防止MOSFET的固有P-N结中的二极管导通的一种方式是将同步整流MOSFET与外部肖特基整流器并联连接。肖特基二极管的目的是在先断后合间隔期间将电感器142的续流电流转移到与同步整流MOSFET并联的较低电压降的电路路径中。不幸的是，如图7的等效电路140所示，该方法在高频DC/DC转换器中不起作用，这是因为肖特基二极管146包括杂散电感147,无论何时同步整流MOSFET144截止并且P-N二极管145导通，该杂散电感147都将肖特基二极管导通的开始延迟。在肖特基二极管146开始导通时，先断后合间隔结束，高压侧MOSFET141正在导通，Vx处的电压已经在上升，并且强迫二极管恢复已经开始。同步降压转换器中的轻负载操作在优化DC/DC转换器中的另一因素是在低输出功率情况下(即，当负载汲取比其在正常操作期间所汲取的电流低一或两个量级的电流时)的效率、操作稳定性和噪声行为。在所谓的"轻负载，，情况下，电感器传导仅稍高于零的电流。在一些情况下，电感器中的电流可能实际上是反向的，在流向负载(即，流出转换器)和从负载流入(即，流入转换器的输出)之间振荡。图8A-8C图示在三种不同负载情况下、在同步降压转换器中的中间电压Vx和电感器电流L。具体地，图8A图示当转换器以满负载情况操作时的Vx和IL,在满负载情况下，平均电感器电流L远大于零。如上所述，电压Vx在续流期间的稍微负的值和高压侧MOSFET导通期间的稍微低于Vbatt的正电压之间切换。重复时段表示在固定频率脉宽调制(PWM)模式下的转换器操作。当Vx脉冲已经减小到其最小宽度Uin时，恒定振荡时段I^表示其中可以维持固定频率PWM操作的最短间隔。如果需要较低输出电流并且不增加时钟周期，则输出电压将开始上升，并且转换器将丧失其调节能力。图8B图示在导致最低电感器电流151接近零的低电流负载下的降压转换器的操作。在该情况下，时段T必须增加，并且时钟频率下降以避免转换器的输出电压的逐渐上升，即，T^丁2〉T!。通过使用最小持续期的固定接通时间脉冲并且通过根据输出电压的反馈改变截止时间，脉冲频率调制能够根据振荡时段的恒定变化来调节输出。PFM操作的缺点是可变频率产生变化的频率噪声频谱，但是效率维持相对高。在甚至更轻的负载处，图8C图示在电感器电流经过零、并且在同步整流MOSFET中出现负导通的情况下的开关波形。在点152所指示的时间，电流开始从负载流回到转换器中，即，沿减少在开关的输出电容器上储存的能量的方向流动。在点153处，控制器再次接通高压侧MOSFET以刷新(即，^磁化)电感器，负电流达到峰值，并且开始减小大小。在时间点154，电流转为正，并且能量再次流出转换器并且流向负载。在轻负载下操作的同步降压转换器的操作状态表因而被修改为包括电流反向，如表3所示<table>tableseeoriginaldocumentpage20</column></row><table><table>tableseeoriginaldocumentpage21</column></row><table>表3在轻负载下，依赖于电感器中的电流，"续流"和"反向"状态可以振荡任何次数。不幸的是，电流反向是能量低效的，通过将电流在转换器中的电感器和输出电容器之间来回"流动(sloshing)"而浪费了能量。在电感器中流动反向电流的问题出现是因为MOSFET可以在任一极性下导通并具有相等的导通性，所以"来自负载的"电流和"到负载的，，电流的大小几乎可以相等。结果，在轻负载下的电流反向期间使同步整流MOSFET保持接通降低了转换器的效率。因此，尽管同步整流器从不在高压侧MOSFET接通并导通时导通，并且从不在先断后合期间导通，但是依赖于电感器电流的大小，同步整流器可能在续流期间保持接通过长，导致电流反向以及在反向和续流状态之间的振荡。由于反向和续流状态以依赖于负载的频率反复交替，因此用于将高压侧MOSFET接通的PWM控制器的指令异步地(即，当PWM控制器判断需要该指令时)出现。转换器因此在不确定的(indeterminate)极性下进入BBM状态，依赖于转换器的最后状态，电感器电流从输出流入或流到输出。在任何情况下，大反向电流降低效率，并且可能潜在地进一步加剧在BBM操作和二极管恢复期间的噪声。一些研究人员建议的一种补救方法是检测何时将出现反向电流情况，并且将同步整流MOSFET截止。理论上说，由于与同步整流MOSFET并联的P-N二极管在电流反向情况下被反向偏置，因此它不能导通，并且电感器电流将变得不连续，即中断，就好像其在传统的降压转换器下所操作的那样。在轻负载情况期间截止同步整流器修改了转换器的操作阶段，如表4所述<table>tableseeoriginaldocumentpage21</column></row><table><table>tableseeoriginaldocumentpage22</column></row><table>表4如所述，充电、第一BBM和续流阶段如上所述地操作。然而，在电流反向开始时，截止的低压侧MOSFET被关断，阻止电流从输出流回到转换器。然后转换器在续流模式和反向模式之间交替任何次数，其中，在续流模式下，其同步整流器"接通"，而在反向模式下，同步整流MOSFET"截止"。可以通过检测电流何时开始颠倒极性、或简单地通过只要电感器电流降到指定值以下就禁用同步整流器操作，来关断同步整流器。如果在电感器电流为零时(即，在反向阶段)开始第二BBM间隔，则两个MOSFET都保持截止并且不需要操作。如果在续流阶段之后开始BBM,则对于BBM间隔必须关断同步整流器，并且在循环重复之前出现强迫二极管恢复。因此，在该现有技术的方法中，在高压侧MOSFET导通期间、在先断后合操作期间、以及在轻负载电流反向期间，同步MOSFET总是截止并且不导通。在轻负载反向导通期间同步降压转换器的同步整流器偏置截止的情况下，该同步降压转换器像传统降压转换器一样操作，除了整流器被实现为硅P-N二极管，而不是被实现为肖特基二极管。在轻负载下降压转换器的不连续操作中的中间电压Vx和电感器电流IL的波形如图9A-9C所示。图9A图示电感器电流IL,其在时间h随着高压侧MOSFET的接通而开始，并且增加直到在时间t2到达点161处，在该时间t2时，高压侧MOSFET截止，并且在短暂的BBM间隔(过短以至于不能在所示的时间标度上清楚地图示)之后，低压侧同步整流MOSFET接通。与图9A的电感器电流相对应，图9B中的线162图示的电压Vx在从时间t!到时间t2的磁化间隔期间大致等于Vbatt。在短BBM间隔164之后，低压侧同步整流MOSFET接通，强迫Vx在从12到13的间隔163期间稍微低于地电压。在该间隔期间，电感器电流k倾斜下降到零，并且在时间t3,通过关断低压侧MOSFET来防止同步整流MOSFET和电感器中的反向电流。在关断同步整流MOSFET之后，电压Vx的振荡165立刻开始。这些振荡可归于图10的电路170中所示的RLC回路电路，其中"回路"包括低压侧MOSFET174，其具有耗尽电容176、二极管扩散电容175、杂散电感178和小信号AC串联电阻177,并且其中电感器171包括大小为rc。j,的绕线电阻179。振荡回路由滤波电容器172和负载阻抗173实现。尽管等效LC谐振频率确定自然振荡频率，而阻尼常数由等效RC时间常数确定。当高压侧MOSFET180和低压侧MOSFET174两者都截止时，P-N二极管175中任何储存的电荷也影响电路的振荡行为。高压侧MOSFET180在该间隔中保持截止，并且为清楚而被图示为开路的开关。在该情况下，电感L的线圈171不能表示为电流源,这是因为振荡将在无源电路的谐振频率附近出现，而不由显著更高的时钟频率驱动。振荡165继续直到时间tp此时高压侧MOSFET180被PWM控制器接通，并且再次使线圏171磁化。图9C图示相同操作，但是其中振荡166比振荡165更快消失。时间t4处的电压Vx依赖主要来自无源网络170的多个参数和预先存在的条件。注意到在所绘出的标度上，BBM间隔仅被图示为负的Vx电压中的短峰值(shortspike)。在任何情况下，电压Vx的振荡导致进一步不期望的噪声产生和不期望的电磁干扰(EMI)的可能。同步升压转换器操作在同步升压转换器中出现关于P-N二极管中的不受控的电荷储存的类似问题。图11中图示的同步升压转换器190包括N沟道低压侧功率MOSFET191、与电池连接的电感器193、以及"浮置的"同步整流MOSFET192，其中MOSFET191和192的栅极由先断后合电路195驱动，并且由PWM控制器196响应于来自转换器190的输出的反馈电压Vfb而控制，该反馈电压跨越滤波电容器194存在。同步整流MOSFET192被认为是"浮置的"，因为其源极端和漏极端不永久连接到任何电源轨(即接地或Vbatt)。二极管197是同步整流MOSFET192固有的P-N二极管，而无论同步整流MOSFET192是P沟道还是N沟道的器件。可包括与MOSFET192并联的肖特基二极管199，但肖特基二极管199可包括串联电感(未示出)。二极管198是N沟道低压侧MOSFET191固有的P-N结二极管。在起动时，当电源第一次连接到转换器190时，V。ut被预偏置为正电压V。ut(0-),这是因为二极管197变为正向偏置，并且将电容器194充电为比电池输入低一个正向偏置的二极管电压降的电压，即，V。ut(0-)=Vbatt-Vf。在预偏置后，同步升压转换器190的操作根据表5开始<table>tableseeoriginaldocumentpage24</column></row><table>同步升压转换器190的操作涉及在低压侧MOSFET191的线性操作区接通该低压侧MOSFET191，即，将MOSFET191操作为"开关"，并且》兹化电感器193,同时使同步整流MOSFET192保持截止。假"&转换器190的输出被预偏置到从高于地电压到电压V。ut(0-)的某个电势，则接通MOSFET191将Vx拉到接近地电压的电压，并且二极管197被反向偏置。在时间tP低压侧MOSFET191截止，并且电感器193将电压Vx正向驱动到大于V。ut(0-)的电势，将二极管197正向偏置，并且将电容器194充电到高于Vbatt的电压，从而使输入电压"升压"。如图12A中的Vx的波形所示，瞬态电压200可能短暂过冲，并且振动到高于V。ut+Vf的电压，如振荡202所示。最终，电感器电压稳定在等于V。ut+Vf的电压，其中V。加逐个循环地逐渐增力口。在电感器不再被磁化时，图12B所示的电感器电流lL开始以稳定速率从其峰值208衰减(线209)。电感器电流IL最初完全由正向偏置的二极管197承载，如图12C中的If曲线212所示。在先断后合间隔之后，在时间t尸t一tBBM，同步整流MOSFET192接通，将电流从二极管197转移到MOSFET192中，并将电压Vx降低到Vbatt+IRos(同步整流)，如图12A中的曲线203所示。MOSFET漏极电流10(由曲线214所示)替代了二极管197中的大多数电流If(由图12C中的曲线213所示)，而lL继续降低。在一段时间之后，PWM控制器196确定需要再次》兹化电感器193,因此，在时间t3,同步整流器192截止，电压Vx返回到其较高的电势(线204)，并且二极管197承载全部的电感器电流，如图12C中的曲线215所示。在该第二BBM间隔期间，电荷变为储存在P-N二极管197内。然后，在时间t4=t3+tBBM，低压侧MOSFET191再次接通，但是由于储存在二极管197中的电荷，电压Vx不能立刻变化。随着二极管197变为反向偏置并且被强迫进入二极管恢复，其电流与前面在图5中所述的相同的反向恢复端子特性一致地快速下降、过冲并且反向(如曲线216和217所示)。强迫二极管恢复导致高dV/dt(如图12A中的Vx瞬态205所示)，进一步导致电压过冲和振动206,其潜在地可能甚至短暂地降到地电压以下，并且冒着使二极管198正向偏置的风险。作为高转换速率和电压过冲的结果，产生大量的噪声和EMI。此后，转换器190返回到磁化电感器193，电流开始以稳定速率从其最小值210起上升(线211)，并且低压侧MOSFET191的漏极上的电压平纟軒在IRos(同步整流)，如图12A中的线207所示。如在同步降压转换器中一样，由于紧接在^f兹化电感器之前的先断后合间隔期间的不期望的二极管导通和电荷储存，在同步升压转换器中出现有噪声的强迫二极管恢复。如表5所示，在现有技术的同步升压调节器中，当低压侧MOSFET191接通并导通时、或在两个MOSFET都截止时的先断间隔期间，浮置的同步整流MOSFET192从不接通并导通。类似于其同步降压对应物，同步升压转换器也在轻负载应用中展现电流反向，导致在低输出电流时的效率损失，除非在电流反向之前截止同步整流MOSFET。截止同步整流MOSFET虽然防止了反向电流流动，但是导致了不连续导通和LRC振荡，引起不期望的噪声。如图13A的波形所示，在时间t!(磁化循环的结束)电感器电流k达到其峰值220。低压侧MOSFET191的关断导致电感器电流的衰减(线221)。在该时段期间，图13B所示的电压Vx在先断后合间隔之后、在最终稳定在等于V。ut+I'Rds(同步整流)的电压(线227)之前，展现瞬态(线225)和振动226。然而，如果电感器电流过小，则在时间t3,电流将反向(虚线)，在点223处达到浪费能量的峰值反向电流，除非将同步整流器关断。通过在时间t3关断同步整流器，防止了反向电流，并且改进了转换器的轻负载效率，但是不幸的是，电压Vx立刻展现振荡228，产生电子和辐射噪声。在时间t5,低压侧MOSFET191再次接通，使电流从零开始倾斜上升(线224),而Vx展现具有高dV/dt的快速的负向电压瞬态(线229),潜在地引起负电压过冲以及进一步的振动和噪声产生230。依赖于在振荡228期间还是在振荡228之后出现时间t5，该瞬态可能引起强迫二极管恢复，进一步加剧噪声问题。因此，在该现有技术的同步升压转换器中，在低压侧MOSFET导通期间、在先断后合操作期间、以及在轻负载电流反向期间，同步MOSFET总是截止并且不导通。不受控二极管导通的其它影响在满负载操作下，同步降压转换器和同步升压转换器中的二极管导通导致不期望的电荷储存、快速瞬态行为、以及由强迫二极管恢复引起的噪声。高转换速率还可能导致错误接通，并且通过引入大量的噪声，激发由位移电流引起的CMOS闭锁(latch-up)。CMOS闭锁是潜在的有害的情况，其中集成电路展现由于寄生PNPN晶闸管导通导致的高电流和失控。在轻负载情况下，对于截止同步整流MOSFET并将转换器操作为在不连续模式下的非同步降压转换器或非同步升压转换器、以防止MOSFET中的电流反向的要求，导致其它不期望的振荡和噪声，从而P-N二极管中储存的电荷可能进一步影响电路稳定性。同步降压和升压转换器的各种情况在图14的流程图中总结。将术语"开关"用于连接到电源的MOSFET，并且将术语"SR"用于支持续流的二极管和并联的同步整流MOSFET,具有同步整流器的降压转换器拓朴和升压转换器拓朴两者的操作遵循相同流程图。该流程以磁化操作240开始，其中开关接通并且处于其线性区域，即，作为电阻器Ros,并且同步整流MOSFET截止。到第一BBM间隔241的瞬态涉及将开关截止。第一BBM间隔241之后是续流242，其中同步整流器接通。在进入第一BBM间隔241的瞬态期间出现一些噪声。在正常操作下，在第二BBM间隔243期间，同步整流MOSFET截止，再次产生噪声。然而，在轻负载情况下，续流状态242和电流反向状态245以振荡方式交替，其中同步整流器在进入反向状态245时关断，而在返回到状态242时重新激活。在反向状态245期间振荡和噪声是有问题的。在轻负载期间进入第二BBM间隔的瞬态可能直接从反向情况245或从续流状态242出现，但具有不同的噪声特性。在第二BBM间隔243之后，随着开关MOSFET暂时变为饱和，强迫二极管恢复244开始，潜在地产生大量的电子噪声。在恢复后，当MOSFET开关再次进入其线性操作区(即，Rds操作区)时，磁化阶段240开始并且整个循环重复。因此，在转换器操作的下述若干阶段期间出现噪声在第一BBM间隔241期间；在轻负载电流反向245期间；在第二BBM间隔243期间；以及在强迫二极管恢复情况244期间。所有这些产生噪声的情况涉及在P-N结二极管中的电荷储存。总之，在先断后合操作期间以及在轻负载导通期间，在同步降压转换器和同步升压转换器中出现的不受控的二极管导通和电荷储存导致不期望的效率损失、不期望的电子和辐射噪声的产生、以及若干其它潜在的问题，如截止状态的MOSFET的错误接通。伴随轻负载期间的BBM操作、振荡和低效的问题困扰着同步升压转换器和同步降压转换器两者。需要一种手段，用于在具有同步整流的开关电源中，通过控制与同步整流MOSFET相关联的P-N二极管中储存的电荷量来同时控制噪声并改进效率。
发明内容根据本发明的DC/DC转换器包括一对MOSFET和电感器。DC/DC转换器可包括降压转换器或升压转换器。降压转换器包括在跨越输入电压轨的串联传导路径中连接的高压侧MOSFET和低压侧同步整流MOSFET、以及在两个MOSFET之间的公共节点和转换器的输出端之间的传导路径中连接的电感器。同步整流MOSFET包括平行于其漏极-源极端的P-N结二极管，其阳极连接到负输入轨。升压转换器包括在跨越输入电压轨的串联传导路径中连接的电感器和低压侧MOSFET、以及在电感器和低压侧MOSFET之间的公共节点和转换器的输出端之间的传导路径中连接的浮置的同步整流MOSFET。该同步整流MOSFET包括平行于其漏极-源极端的P-N结二极管，其阴极连接到转换器的输出端。任一类型的转换器典型地都包括跨越其输出端和接地端的电容器。无论在满负载还是轻负载情况下，通过在先断后合间隔期间将同步整流MOSFET(即，降压转换器中的低压侧MOSFET和升压转换器中的浮置MOSFET)操作为电流源，都极大地减少或消除了包括效率损失和不期望的噪声的上述问题。在轻负载情况下，当负载电流小或可忽略时，将同步整流MOSFET操作为电流源还减少了振动和噪声。该操作模式可通过下述方式实现直接或间接检测负载或电感器电流，并且在电流反向之前，将同步整流MOSFET的栅极偏置从低电阻开关或可变电阻器的栅极偏置改变为受控电流源的栅极偏置。可通过在同步整流MOSFET的低电阻状态下、测量跨越该同步整流MOSFET的电压的大小和极性来进行电感器电流的间接测量。因此，所公开的同步整流MOSFET在操作期间至少在下述两种状态之间交替低电阻状态，其中同步整流MOSFET以大的栅极偏置操作在其线性区；或低的受控电流源状态，其中同步整流MOSFET以接近阈值的小的栅极偏置操作在其饱和区。在转换器的正常或轻负载操作下都可采用这两种情况。同步整流MOSFET可包括N沟道或P沟道器件。在优选实施例中，只要同步整流MOSFET以外的MOSFET以低电阻完全接通，同步开关转换器中的同步整流MOSFET都被偏置来操作在其饱和区，作为低的受控电流源。在另一实施例中，无论何时转换器操作(即，试图调节固定的输出电压)，同步整流器都不截止，即，通过其栅极与其源极电连接而被偏置。将同步整流MOSFET操作为电流源，从与同步整流MOSFET相关联的P-N二极管分流电流，从而减少了P-N二极管中储存的电荷量。这减少了不期望的效率损失、不期望的电子和辐射噪声的产生、以及许多其它的潜在问题，如截止状态的MOSFET的错误接通。为了将同步整流MOSFET操作为电流源，同步整流MOSFET的栅极驱动电路将同步整流MOSFET的栅极维持在接近阈值的电压，将MOSFET偏置到其饱和操作区，并且相对独立于其漏极电压地维持基本固定的或受控的漏极电流值，例如在几十微安到几百微安的范围内。同步整流MOSFET的饱和电流可表示预定义的值，或者作为满负载电流的百分比(即，作为在高电流线性区操作期间流动的电感器电流的百分比)或作为某些其它变量的函数而变化。作为电流源的同步整流MOSFET操作可包括将功率MOSFET的栅极偏置在固定栅极电压(微调到一定大小的电流或不微调)，读出电流并使用反馈来精确地控制漏极电流，或通过使用电流镜来设置栅极偏置。还可使用可编程的栅极电压(例如，用D/A转换器的输出来驱动MOSFET的栅极)来调节漏极电流。与脉宽调制控制器和先断后合电路结合，栅极驱动电路将同步整流MOSFET在接通情况和低电流情况之间切换，在接通情况下，MOSFET展现低电阻状态，而在低电流情况下，同步整流MOSFET用作电流源。可选地，如果开关调节器在延长的持续期内没有操作，则可完全关断同步整流MOSFET。图1A示出传统降压转换器的示意电路图1B示出传统同步降压转换器的示意电路图2A是在传统降压转换器的操作期间中间电压的曲线图2B是在传统同步降压转换器的操作期间中间电压的曲线图3A图示肖特基二极管整流器的I-V特性；图3B图示同步整流MOSFET的I-V特性；图4A是图示紧接在高压侧MOSFET截止后的同步降压转换器的操作的等效电路图4B是图示紧接在高压侧MOSFET接通后的同步降压转换器的操作的等效电路图4C是图示紧接在高压侧MOSFET作为完全导通的接通状态的开关接通后的同步降压转换器的操作的等效电路图5是示出在二极管从正向偏置切换为反向偏置情况后出现的强迫二极管恢复期间、二极管中的电流和电压的曲线图；图6A是在高dV/dt期间由转换速率引起的同步整流器的错误接通的等效电路图6B是示出图6A中所示的等效电路的各电压和电流的波形的曲线图；图7是用于从MOSFET分流电流的肖特基二极管的等效电路图；图8A是以满负载操作的同步降压转换器中的电感器电流的曲线图；图8B是以零最小电感器电流操作的同步降压转换器中的电感器电流的曲线图8C是在电流反向的轻负载情况操作的同步降压转换器中的电感器电流的曲线图9A是在轻负载反向导通期间、其同步整流器偏置截止的同步降压转换器中的电感器电流的曲线图9B是示出在同步整流器的截止后出现的振荡的中间电压的曲线图；图9C是示出在同步整流器的截止后可能出现的阻尼振荡的中间电压的曲线图10是在截止同步整流器后在轻负载情况下的同步降压转换器的等效电路；图11是传统的同步升压转换器的示意电路图；图12A是在同步升压转换器的操作期间中间电压的曲线图；图12B是在同步升压转换器的操:作期间电感器电流的曲线图；图12C是在同步升压转换器的操作期间、在二极管和同步整流器中的电流的曲线图13A是示出反向电流的、在轻负载情况下的同步升压转换器的操作期间电感器电流的曲线图13B是在轻负载情况下的同步升压转换器的操作期间中间电压的曲线图14是包括轻负载操作的同步降压和升压转换器的才喿作流程图；图15A是根据本发明的、包括固定偏置驱动的低噪声同步降压转换器的示意电路图15B是根据本发明的、包括电流镜驱动的低噪声同步降压转换器的替代实施例的示意电路图16A是在图15A所示的转换器的操作期间低压侧MOSFET的栅极电压的曲线图16B是在图15A所示的转换器的操作期间低压侧MOSFET的漏极电压的曲线图17是在根据本发明的同步降压转换器中的同步整流MOSFET的I-V操作特性的曲线图18A是紧接在低压侧MOSFET截止后的先断后合间隔期间降压转换器的等效电路；图18B是紧接在高压侧MOSFET接通后降压转换器的等效电路；图18C是当高压侧MOSFET再次处于其线性操作区时、在二极管恢复结束后降压转换器的等效电路；图19A示出与图5的等效波形叠加的、在二极管恢复期间低压侧MOSFET的电流；图19B示出与图5的等效波形叠加的、在二极管恢复期间跨越低压侧MOSFET的电压；图20A示出传统同步降压转换器在满负载操作下的电感器电流、输出电压、中间电压和栅极电压的仿真波形；图20B示出根据本发明的降压转换器在满负载操作下的电感器电流、输出电压、中间电压和4册;f及电压的仿真波形；图20C示出根据本发明的降压转换器在更高偏置电流下的电感器电流、输出电压、中间电压和栅极电压的仿真波形；图21是根据本发明的降压转换器在轻负载操作期间的等效电路图22A是将根据本发明的降压转换器在轻负载情况下的电感器电流的波形、与图9A针对传统降压转换器所示的电感器电流的波形(虚线)进行比较的曲线图22B是将才艮据本发明的降压转换器在轻负载情况下的中间电压的波形与图9B针对传统降压转换器所示的中间电压的波形(虚线)进行比较的曲线图23A示出传统的同步降压转换器在轻负载4喿作下的电感器电流、输出电压、中间电压和栅极电压的仿真波形；图23B示出根据本发明的降压转换器在轻负载操作下的电感器电流、输出电压、中间电压和-断极电压的仿真波形；图24是根据本发明的同步升压转换器的示意电路图；图25A和25B是作为漏极-源极电压Vd和栅极-源极电压Vgs的函数的标准化的漏极电压的曲线图。具体实施例方式根据本发明一实施例，一种用于DC/DC开关转换和电压调节的、减少了噪声并且改进了效率的新方法利用了同步整流MOSFET，其从不截止，而替代地在低电阻的高电流状态和低电流的受控电流源模式之间交替。通过具体是在先断后合操作期间和在轻负载情况期间不完全截止同步整流器，解决了或极大地减少了涉及短暂地正向偏置的P-N二极管中储存的电荷的上述问题，包括效率损失、高dV/dt的瞬态、不期望的噪声、振动、不稳定性和不期望的MOSFET接通。该方法可应用到同步降压步降转换器和同步升压步升转换器两者，并且对于包括N沟道或P沟道MOSFET的同步整流器都有用。在本发明的替代实施例中，紧接在主MOSFET接通之前的先断后合(BBM)间隔期间、以及在轻负载操作期间，同步整流MOSFET操作于低电流的受控电流源模式，但是当主MOSFET(即，同步整流MOSFET以外的功率MOSFET)在低电阻状态下导通时，同步整流MOSFET可以完全截止。操作原理在根据本发明的DC/DC转换器的操作中，同步整流MOSFET至少在下述两种状态之间交替低电阻的高电流状态；以及受控的低电流状态。在一个实施例中，当例如通过将同步整流MOSFET的栅极连接到其源极电势、或将其栅极偏置为比其阈值电压低两个或多个量级的电压而完全截止同步整流MOSFET时，没有情况出现。在另一实施例中，在循环中的某些点处可以完全截止同步整流器，但是在紧接在主MOSFET接通之前的先断后合间隔期间，不完全截止该同步整流器。在优选实施例中，所公开的同步整流器总是至少稍微导通，承载几微安到不超过几百微安的范围内的最小电流。在转换器的正常或轻负载操作下，同步整流MOSFET在操作期间在两个状态之间交替，即，低电阻的高电流状态；以及受控的低电流状态。在同步整流器的高度导通的低电阻状态下，该同步整流器被通过大的栅极-源极偏置(例如，电池输入或5V)而偏置到其线性区，并且展现具有特征斜率1/RDS(接通)的线性的漏极电流对漏极电压关系。除了短路情况之外，在该状态下的MOSFET的漏极电流根据欧姆法则由其漏极电压确定。取决于功率MOSFET的尺寸，峰值漏极电流可包括300mA到超过二十安。该高度导通的低电阻状态在传统的同步整流DC/DC转换器的操作中和根据本发明的转换器的操作中都存在。根据本发明，在同步整流MOSFET的第二、低电流状态下，该同步整流MOSFET用作以接近于阈值的小的栅极偏置而操作在其饱和区的受控电流源。设置同步整流MOSFET的栅极偏置以便提供几微安到不超过几百微安的MOSFET沟道电流，这比在上面的段落中描述的同步整流MOSFET的高度导通的低电阻状态下的沟道电流低很多量级。尽管该饱和沟道电流可能很'J、，但是它与现有技术的流行看法矛盾，现有技术的流行看法是当同步整流MOSFET没有承载高电流时，即，当转换器中的另一(主)MOSFET操作在其高度导通的低电阻状态下时，通过完全截止同步整流MOSFET的沟道来防止同步整流MOSFET中的任何沟道电流或泄漏。当同步整流MOSFET的固有漏极-体二极管被反向偏置时(即，在第一象限中)，流入器件的唯一电流是沟道电流。对于降压转换器，当Vx接近转换器的输入电压时该情况出现，而对于升压转换器，当Vx接近地电压时该情况出现。然而，同步整流MOSFET还可以操作在第三象限，其中MOSFET的固有漏极-体二极管被正向偏置，同时MOSFET接通，即，同时电流流入其沟道中。在同步降压转换器中，无论何时截止高压侧MOSFET，该情况都出现，而在同步升压转换器中，无论何时截止低压侧MOSFET,该情况都出现。在第三象限中，同步整流MOSFET的沟道将电流从其漏极-体并联二极管分流开。在这样的情况下，即使小量的沟道导通也可能极大地减少在正向偏置的并联二极管中储存的电荷，改进效率并减少噪声。以此方式将同步整流MOSFET操作为电流源，从与同步整流MOSFET相关联的P-N二极管分流电流，从而减少P-N二极管中储存的电荷量。这减少了不期望的效率损失、不期望的电子和辐射噪声的产生、以及若干其它潜在的问题，如将截止状态的MOSFET错误地接通。因此，根据本发明的优选实施例，只要没有以大的栅极驱动将DC/DC转换器中的同步整流MOSFET偏置为操作在其高度导通的低电阻线性状态，该同步整流MOSFET就不截止，而替代地以接近于阈值的低栅极-源极电压被偏置在其饱和操作区，相对独立于其漏极电压地维持基本固定或受控的漏才及电流^直。同步降压转换器中的高压侧MOSFET或同步升压转换器中的低压侧MOSFET可以较传统的方式操作，在下述两种状态之间交替或者作为以大栅极偏置而偏置在其线性区的低电阻；或者典型地使其栅极与其源极电连接而基本不导通地截止。根据本发明，在正常负载情况下的同步降压转换器的操作涉及两个准则第一准则是至少在紧接在高压侧MOSFET接通之前的先断后合间隔期间，低压侧同步整流器被偏置为处于其饱和操作区的接通状态，传导低的受控电流。第二准则是在高压侧MOSFET被偏置进入高度导通的低电阻状态的同时，低压侧同步整流MOSFET不被偏置进入高度导通的低电阻状态。此外，在根据本发明的降压转换器的操作中，在高压侧MOSFET已经接通并且正操作在低电阻状态之后，可以例如将低压侧同步整流MOSFET的栅极与其源极短路而使低压侧同步整流MOSFET完全偏置截止，或替代地，使低压侧同步整流MOSFET可保持偏置为处于其饱和操作区的接通状态，传导低的受控电流。为方便起见，实现下述电路可能更容易只要低压侧同步整流器不处于具有低电阻的接通状态，就将它偏置为处于其饱和操作区的接通状态，传导低的受控电流。根据本发明，正常负载情况下的同步升压转换器的操作也涉及两个准则，第一准则是至少在紧接在低压侧MOSFET接通之前的先断后合间隔期间，浮置的同步整流器被偏置为处于其饱和操作区的接通状态，传导低的受控电流。第二准则是在低压侧MOSFET被偏置到高度导通的低电阻状态的同时，浮置的同步整流MOSFET不被偏置进入高度导通的低电阻状态。此外，在根据本发明的同步升压转换器的操作中，在低压侧MOSFET已经接通并操作在低电阻状态下之后，可以例如将浮置的同步整流MOSFET的栅极短路到其源极而使浮置的同步整流MOSFET完全偏置截止，或替代地，浮置的同步整流MOSFET可保持偏置为处于其饱和操作区的接通状态，传导低的受控电流。为方便起见，实现下述电路可能更容易只要浮置的同步整流器不处于具有低电阻的接通状态，就将它偏置为处于其饱和操作区的接通状态，传导低的受控电流。表6总结了可用于同步降压转换器和同步升压转换器两者的DC/DC同步转换器和调节器的操作情况。<table>tableseeoriginaldocumentpage35</column></row><table>表6在轻负载操作期间，优选地，保持同步整流MOSFET处于其饱和区的接通状态，恒定地传导低的受控电流。在替代实施例中，至少在同步整流器不再被大栅极驱动偏置到低电阻状态之后的一段持续期，同步整流MOSFET应当保持处于其饱和区的接通状态，传导低的受控电流。表7总结DC/DC同步转换器的轻负载操作情况。如所示，在续流之前的》兹化和BBM间隔期间，同步整流器的导通是可选的，但是在反向期间、以及在紧接在主MOSFET再次接通之前的BBM间隔期间，将同步整流MOSFET中的导通维持在一定级别是重要的。<table>tableseeoriginaldocumentpage35</column></row><table><table>tableseeoriginaldocumentpage36</column></row><table>表7低噪声降压转换器实现方式根据本发明的同步降压转换器300的示例在图15A中示出。同步降压转换器300包括功率MOSFET307、电感器310、同步整流功率MOSFET308、以及输出滤波电容器311。MOSFET307的操作被脉宽调制(PWM)控制器301控制，利用栅极緩冲器303驱动MOSFET307的栅极。尽管PWM控制器301被称作"PWM控制器"，意味着固定频率的可变脉宽操作，但是其可以替代地以可变频率或脉冲频率调制(PFM)模式(其中，允许时钟周期变化)操作，或替代地，取决于负载和输入情况，其可以在PFM和PWM;漢式之间交替。如这里所使用的，术语"PWM控制器"包括所有这些替代方式。从电源(典型地，电池或其它电力输入)输入到同步降压转换器300的能量通过MOSFET307切换或门控。在MOSFET307的正极端连接到电池或输入的情况下，该MOSFET307像"高压侧，，开关一样操作，控制电感器310中的电流。通过对MOSFET307的开关和接通时间进行控制来控制电感器310中的电流，可以动态调节在电感器310的磁场中储存的能量，以控制跨越输出滤波电容器311的输出电压V。w。输出电压V。ut被作为反馈电压Vra反馈到PWM控制器301的输入，该PWM控制器301通过MOSFET307的反复开关来控制电感器310中的电流L。通过栅极援冲器304将MOSFET307与同步整流MOSFET308异相地驱动，当MOSFET307截止时，同步整流MOSFET308导通。在MOSFET308的正极端连接到电感器310(即，连接到存在中间电压Vx的节点)、并且其负极端连接到电路接地的情况下，该MOSFET308像"低压侧"开关一样操作，分流二极管309中传导的电流。二极管309是寄生于同步整流MOSFET308的、与MOSFET308的漏极和源极并联的P-N结。二极管309因此仅在MOSFET307和308两者都截止的短暂间隔期间(即，在"先断后合"间隔期间)、在分流一部分瞬态电流(currenttransient)的并联电容的帮助下，传导大量电流。先断后合(BBM)电路302通过确保MOSFET307和308不同时导通并且不将转换器300的输入和电源短路或"急剧短路"，从而防止直通导通。在该短暂的BBM间隔期间，与同步整流MOSFET308并联的二极管309必须与MOSFET308中的固有电容一起承载经过电感器310的电流IL。先断后合间隔在每个完整的循环内出现两次——次在紧接高压侧MOSFET307截止之后并且在同步整流MOSFET308接通之前的瞬态中，第二次在同步整流MOSFET308的接通时段结束之后但紧接在高压侧MOSFET307接通之前。连接到栅极緩冲器304的电压源306确保栅极緩冲器304以下述栅极偏置将低压侧MOSFET308偏置为电流源，而不是截止MOSFET308,其中该栅极偏置接近于或稍微高于其阈值电压，即Vgs-O。电压源V(3s(mAs)306可以以任何数量的方式构造。例如，电压源306可以是带隙电压参考的输出，该带隙电压参考被另外的电路放大或缩小以产生与MOSFET308中的期望的漏极电流对应的电压。例如，如果带隙1.2V电压参考电压显著高于MOSFET的阈值电压，则将产生过高电流。在这样的情况下，可使用电阻分压器来减少带隙电压，以产生VGS(B!AS)的期望值，并因此产生期望的漏极电流。替代地，如果带隙1.2V电压参考电压显著低于MOSFET的阈值电压，则将产生过少的漏极电流。在这样的情况下，可使用放大器或Vbe乘法器电路来增加带隙电压，以产生VG,as)的期望值，并因此产生期望的漏极电流。对于低饱和电流控制栅极偏置图15A图示将栅极偏置Vgs(was)施加到同步整流MOSFET308的栅极，以在MOSFET308中建立特定的漏极电流限制。产生特定的漏极电流所需的VGs讽As)的理论值可从公知的MOSFET的饱和电流等式确定，即<formula>formulaseeoriginaldocumentpage38</formula>其中M是多数载流子迁移率，C。x是由C。x-s。x/x。x给出的栅极电容，其中x。x是栅极氧化物厚度，L是有效沟道长度，W是MOSFET的栅极宽度，Vt是其阈值电压，并且被称为MOSFET的跨导因子的k描述对于给定栅极电圧Vgs，MOSFET可以承载多少电流。重新排列该等式得到下述关系该等式说明了产生电流IDsat所需的VGS是比阈值vt大一定过驱动因子的电压，该过驱动因子由(2'IDsat/k)的平方根所限定的。如果MOSFET具有较大栅极宽度或较短沟道长度，则跨导因子k较大，并且承载给定电流需要的过驱动4交少。根据该等式，承载特定的电流所需的栅极驱动已知并且可预测。不幸的是，该等式在4皮称为"强反向(stronginversion)"(参见，Tsividis,OperationandModelingofTheMOSTransistor,OxfordUniversityPress(1999)，第150-169页，通过引用合并于此)的某些假设下得出。这仅在栅极偏置到阈值电压以上时有效。当栅极偏置到接近阈值电压时，器件操作在中度反向，并且漏极电流的等式不同。例如，之前的等式对于VGfVt预测出零漏极电流。实际上，在阈值以及甚至更低时，器件继续传导电流。对于低于阈值的栅极偏置，在所谓"亚阈值区(subthresholdregion)"，漏极电流随栅极电压以指数形式下降，直到在某个低的栅极偏置处漏极电流达到稳态为止，该稳态仅包括经过与沟道并联的P-N结二极管的漏电流。当漏极电流主要仅仅是漏电流时，MOSFET明显"截止"。例如，这在栅极电压比阈值电压低两个量级时出现。如果例如MOSFET具有阈值电压V产0.8V，则对于栅极电压VGS《8mV,器件明显截止并且仅传导结漏电流。对于在阈值上下几百毫伏的栅极偏置，例如，对于栅极偏置VGS=Vt±400mV，饱和的漏极电流动态地变化。取得产生特定的期望漏极电流的栅极偏置是困难的，特别是当考虑到制造变化性时更是如此。将电压源306设置为固定值可能导致MOSFET308中的饱和漏极电流在各批之间(lot-to-lot)的较大的变化。因此，使用固定栅极偏置方法可能必须要筛选产品，以符合特定的漏极电流范围。例如，对于在便携式应用中使用的具有固定偏置的1W开关调节器的漏极电流的筛选限制可包括表8中所示的特定范围<table>tableseeoriginaldocumentpage39</column></row><table>表8在低功率应用中(典型地，在MOSFET完全接通时漏极电流在0.5A到5A的范围内的情况下)，过多的饱和电流浪费了功率，该功率如果不被降低的二极管恢复损失抵消(offset),则可能导致较低的整体转换器效率。在高功率转换器中(典型地，在MOSFET完全接通时漏极电流在5A到50A的范围内的情况下)，这样的小损失可忽略，并且即使对于更高的偏置电流，噪声方面的好处也可抵消对于效率的任何影响所造成的损失(penalty)。注意到，下限还存在；如果低电流饱和模式下的漏极电流降到某个特定值以下，则所公开的技术在分流二极管电流和减少二极管中储存的电荷方面的好处被减少或全部丧失。典型地，MOSFET在其饱和低电流状态下的漏极电流比当其栅极-源极电压Vg,等于零时通过MOSFET的漏电流的大小大至少一或两个量级(即，从10倍到100倍)、而比当其处于完全接通情况下MOSFET中的电流的大小低不超过一或两个量级(即，从1%到10%)。MOSFET在其饱和低电流状态下的栅极-源极电压Vgs典型地在其外推(extrapolated)阈值电压的10%到125%的范围内，优选地在其外推阔值电压的25%到100%的范围内。外推阈值电压在下文定义DieterK.Schroder,SemiconductorMaterialandDeviceCharacterization(1990),其通过引用合并于此。图25A和25B是作为漏极-源极电压Vd和栅极-源极电压Vgs的函数的、标准化的漏极电流(即，漏极电流Id除以栅极宽度w(以|aa/mm为单位))的曲线图。在两图中，Y轴以对数标度描绘，并且"快"、"典型"和"慢"曲线表示对器件的外推阈值电压有影响的工艺变化。该示例中的MOSFET是N沟道器件；温度为27°C;并且沟道长度是0.6m,但它们也可以是其它值。图25A示出在V&从0V到5V的范围上、相对于漏极电压的标准化的漏极电流。上面的曲线250示出表示完全接通情况的Vgs=5V时的标准化的漏极电流，而下面的曲线252示出表示低电流状态的Vgs=0.4V时的标准化的漏极电流。在完全接通的情况下，工艺变化未显著影响漏极电流，而在低电流状态下，工艺变化可引起漏极电流的量级的变化。然而，即使具有工艺变化，低电流状态下的漏极电流也总是远小于完全接通的电流，这极大地减少了低电流状态下的功率损失。在该示例中，差别至少是4个量级。图25B示出在Vgs从0V到1.6V的范围上、在Vcr0.4伏时作为Vgs的函数的标准化的漏极电流。在该示例中，当Vgs为零时，标准化的漏极"漏"电流在1x10"到1x10"jaA/jam的范围内，而在完全接通的情况下，Vgs远大于1.6V,并且标准化的漏极电流大于10juA/|nm。在低电流状态下，例如，Vgs可以为大约0.4V，提供处于漏电流和完全接通的电流之间的标准化的漏极电流。在该示例中，在Vg^0.4V时，漏极电流在漏电流之上大约4个量级，而在完全接通的电流之下大约4个量级。在其它实施例中，可调节低电流状态下的Vgs，以使得漏极电流为漏电流和完全接通的电流之间的某个其它值。假设自然分布，则落入表8中的"良好"和"最佳"分类中的器件的产量可能令人不能接受地低。除了严格控制阈值电压和按性能分类产品外，存在其它技术来使得lDmAS电流更精确，而不遭受不能接受的产量损失。一种这样的技术涉及在测量漏极电流时主动微调(即，调节)vgs(b!as)电压。典型地通过用熔丝、一次可编程MOSFET或EPROM存储器件来连接或短路串联连接的电阻元件串以对电压参考进行微调，从而永久调节VGs讽As)电压以产生期望的漏极电流。微调仅作为制造工艺的一部分而执行一次。另一方法是自校正，其利用测量漏极电流与期望参考电流比较后的反馈，并且利用在这两个电流之间的误差信号来调节Vgs印as)的植，直到测量电流或其标量倍数(scalarmultiple)等于参考电流。这样的方法完全消除了阈值变化的影响。同样对阈值电压敏感的另一技术依靠在统一地制造的两个器件之间进行匹配。图15B示出根据本发明的同步降压转换器的这种替代实施例。同步降压转换器320包括高压侧功率MOSFET330、电感器331、低压侧同步整流功率MOSFET326和输出滤波电容器332。MOSFET330的操作由脉宽调制(PWM)控制器321控制，利用包括MOSFET328和329的栅极緩冲器334驱动MOSFET330的栅极，该MOSFET328和329包括CMOS对。BBM电^各332通过确保MOSFET326和330不同时传导高电流而防止直通导通。二极管327是寄生于同步整流MOSFET326的、与MOSFET326的漏极和源极并联的P-N结。除了低压侧MOSFET326由电流镜333偏置之外，同步降压转换器320类似于图15A所示的同步降压转换器300。电流镜333包括低压侧MOSFET326和电流镜MOSFET324。MOSFET324的栅极连接到MOSFET326的栅极，MOSFET324的栅极和漏极短接到一起并通过偏置电阻器325连接到电池电压Vbatt。因此，MOSFET324和326组合形成电流4竟333,即通过MOSFET326的电流对通过MOSFET324的电流进行"镜像"。MOSFET323连接在电流镜333和V滅之间。将MOSFET323接通，通过使同步整流MOSFET326的栅极连接到Vbatt,将MOSFET326转为低电阻开关，而将电流镜333"短路(shortout)，，。因为MOSFET324和326统一制造，所以其电子特性相匹配。通过将MOSFET324偏置到给定电流和电流密度，以将阈值可变性包括在偏置电压V(js(mAs)中的方式来产生偏置电压VGS(BIAS)。因为MOSFET326与器件324同样制造，所以以相同栅极偏置对其进行偏置会导致MOSFET具有相同电流密度并且按比率n标准化，导致独立于工艺参数的比例上更大的电流。再次参照图15A所示的转换器300,图16A和16B分别是在转换器300操作期间低压侧MOSFET308的栅极电压Vos和漏极电压Vx的曲线图。图16A示出在时间t2之前以及在时间b之后，MOSFET308的栅极被偏置为不等于零(线354)的偏置电压VGS(BIAS)(线351)。该时间段包括时间h和t2之间的BBM间隔以及时间h和tt之间的BBM间隔、以及当MOSFET308正常地截止时的时间(在时间t,之前以及在时间t4之后)。在时间t2和t3之间，MOSFET308接通，并且在该间隔期间其栅极被偏置为Vbatt。应当与图2B比较的图16B示出通过将中间电压Vx操作在稍微负的电平VX(BIAS)(小于二极管电压降Vf但大于I.Rds(同步整流))来抑制振动362(虚线)。图17是低压侧同步整流MOSFET308的I-V操作特性的曲线图。如所示，MOSFET308在BBM期间在第三象限接通(线404),而在二极管恢复期间在第一象限接通(线405)。图18A-18C表示强迫二极管恢复处理的现象描述及其对如图15A所示的同步降压转换器300中的由开关瞬态产生的噪声的影响。具体地，图18A中的等效电路420图示紧接在MOSFET307截止(由开路的开关422表示)后、在二极管续流期间的降压转换器300。电压源421(Vbatt)表示电池或其它电压输入，电阻器424表示负载的理想化的近似，并且电压源425表示充电电容器311，对于短持续期的瞬态，该充电电容器311可被建模为AC短路。固定电流源423是在稳态开关情况下4喿作的电感器310的理想化表示一只要时钟的开关频率充分高于LC滤波器的谐振频率，这就是有效的々H殳。二极管427表示寄生于MOSFET308的正向偏置的珪P-N结，并且电容器426表示在正向偏置的结中储存的电荷。只要开路的开关422中的漏电流Ioss基本为零，例如，小于1微安，则电感器电流It完全由二极管427承载，或IflL。与该电流级别一致地，跨越二极管427出现正向偏置电压VX(BIAS)。电流源428表示当低压侧MOSFET308充当电流源时、流过该^f氐压侧MOSFET308的沟道的电流Ibias。电流Ibias将电流从二极管427分流开，导致二极管427中较少的电荷储存。该情况在整个BBM间隔期间持续。图18B所示的等效电路440表示紧接在高压侧MOSFET307接通之后的转换器300。作为具有稳步上升的栅极电压的饱和器件，MOSFET307被表示为受控电流源442，产生以相对恒定的dl/dt增长的电流，并且在这样估文的过程中，使二极管447反向偏置。然而，在中间电压Vx可以上升之前，必须耗尽整流二极管447中储存的所有电荷。该储存的电荷包括由电容器446表示的耗尽电容、以及在被称为"扩散电容"的"真实的"结二极管447中储存的少数载流子。瞬时电流ic表示对耗尽电容446放电所需的电流，而电流iRR表示克服扩散电容并截止二极管447的正向偏置所需的反向恢复电荷。尽管耗尽电容和扩散电容的每个展现不同的瞬态特性，但是它们的组合影响决定了整体"二极管恢复"，该现象延迟结束P-N二极管447中的导通并推迟了电压Vx的上升。图18B示出即使二极管447还没有完全恢复(因为它具有较少电荷)，由电流源448提供的电流ImAs也允许电压Vx在MOSFET308中的固有二^L管(由二极管447表示)的二极管恢复期间进行转换(slew)。图18C所示的等效电路460图示当MOSFET307再次偏置在其线性操作区而作为完全导通的接通状态的开关时(表示为电阻器462),在二极管恢复结束后的同步降压转换器300。现在处于电流源状态的低压侧二极管309和同步整流MOSFET308由电流源467表示，展现在二极管447恢复后由IBIAS导致的漏电流。在瞬态结束后，可以截止漏电流。在图19A和19B中，通过将在反向恢复开始时二极管209的电流和电压波形与图5中的等效波形叠加，图示了二极管209的恢复。在瞬态之前，二极管309传导电流If，(如线段481所示)，并具有对应的正向偏置电压Vf，(如线段487所示)。随着高压侧MOSFET307开始导通，其减少在二极管309中流动的续流电流。由于P-N二极管导通的指数性质，跨越二极管309的电压仅稍微减少。在点tP二极管中的电流的极性反向，允许电流短暂地流到其阴极，这与正常导通反向。理想地，二极管将仅在其被正向偏置时(即，当电流沿着阳极方向流动时)使导通出现。由于不期望的储存电荷，在点h之后，反向电流在二极管309中流动。反向电流的大小增加，直到二极管309中储存的电荷被移除并且二极管309不再能够支持反向电流为止。反向电流到达其峰值IRR，，然后开始沿更指数形的曲线484减小大小。注意，Irr，迅小于固5所示的原来的Irr。在峰值反向电流出现后，中间电压Vx的上升的开始被延迟一段时间，但随着最后残余的少数载流子被移除或与二极管309中的二维P-N结重组，Vx最终开始快速上升(在线段490)。电压Vx不过沖，而替^地平滑上升到稳态值Vbatt-IL'R。s(开关)(在点491)。总之，图19B示出在反向二极管恢复后，与传统同步降压转换器中的中间电压相比，中间电压Vx经历较小的dV/dt,并且没有错误接通的影响(曲线488)。图20A示出传统同步降压转换器在满负载操作期间的电感器电流、输出电压、中间电压和栅极电压的仿真波形。注意振荡(曲线505B)和错误接通(曲线505A和502)。图20B示出根据本发明的降压转换器在满负载操作期间的电感器电流、输出电压、中间电压和栅极电压的仿真波形。注意不存在在图20A中出现的振荡。在区域525A和525B处的波形不振荡。图20C示出根据本发明的降压转换器在较高偏置电流时的电感器电流、输出电压、中间电压和栅极电压的仿真波形。在表9和10中总结根据本发明的同步降压转换器的操作序列:<table>tableseeoriginaldocumentpage44</column></row><table>轻负载操作图21是才艮据本发明的降压转换器在轻负载操作期间的等效电路图。RLC回路电路600包括低压侧MOSFET，该低压侧MOSFET由耗尽电容601、具有扩散电容的P-N二极管602、杂散电感605和小信号AC串联电阻604表示。大小为L的电感器608包括大小为r^的绕线电阻607。振荡回路由滤波电容器609和负载阻抗610实现。等效LC谐振频率确定自然振荡频率，而阻尼常数由等效RC时间常数确定。当高压侧和低压侧MOSFET都截止时，P-N二极管602中任何储存的电荷还影响电路的振荡行为。高压侧MOSFET在该间隔内保持截止，并且图示为开路的开关606。在该情况下，电感器608的线圈不能表示为电流源，这是因为振荡将在无源电路的谐振频率附近出现，而不是由显著更高的时钟频率驱动。如图9B所示，振荡165继续，直到在U，高压侧MOSFET被控制器激活，并且电感器608的线圈再次被磁化。无论何时简单地截止同步整流器，该不期望的振荡都是不可避免的，这是因为能量保持储存在电容器601和二极管602中，并且随着MOSFET603截止，不存在活动的器件来帮助衰减(damp)振荡或以其它方式移除能量。另一方面，如果同步整流MOSFET保持接通并传导低电流603，则其有助于对电容器放电，并在大小和持续期方面衰减振荡。图22A和22B分别将该实施例中的lL和Vx的波形与在图9A和9B中所示的实施例中的Il和Vx的波形(虚线)进行比较。如图22B所示，在Vx中不存在振动(将线638与虚线641进行比较)。类似地，如图23B所示，消除了图23A中所示的振荡(将曲线700和678进行比较)。升压转换器图24所示的同步升压转换器700包括低压侧功率MOSFET701、与电池连接的电感器709、以及"浮置的"同步整流MOSFET708，其中MOSFET701和708的栅极分别由栅极緩冲器703和706驱动。栅极緩沖器703和706由BBM电路705和PWM控制器704响应于反馈电压VFB而驱动，该反馈电压Vra来自^,越滤波电容器711存在的输出电压V。ut。同步整流MOSFET708被认为是"浮置的"，这是因为其源极端和其漏极端都不永久连接到任何电源轨，即，接地或Vb甜。与图11所示的传统同步升压转换器l卯相反，同步整流器708不在其线性区和截止之间切换，而是电流源或电压源将MOSFET708偏置进入传导受控低电流的饱和区以代替截止。二极管710是同步整流MOSFET708固有的P-N二极管，而无论同步整流器是P沟道还是N沟道的器件。二极管702是N沟道^氐压侧MOSFET701固有的P-N结二极管。栅极緩冲器电路706驱动MOSFET708的栅极。在起动时，当电源第一次连接到转换器700时，V。ut被预偏置为正电压V。ut(0-),这是因为二极管710变为正向偏置并且将电容器711充电到比电池输入低一正向偏置二极管电压降的电压，即，V。ut(0-)=Vbatt-Vf。在预偏置后，同步升压转换器的操作根据表11开始<table>tableseeoriginaldocumentpage46</column></row><table>表11同步升压转换器操作涉及:将低压侧MOSFET701*接通到其线性操作区，即，操作为"开关"，并JU兹化电感器709，而同步整流MOSFET708充当电流源。因为MOSFET708是P沟道的，所以无论何时其栅极被緩冲器706接地，它都偏置在具有低电阻的线性区。当其栅极连接到VmAs时，MOSFET饱和，导通受控的低电流。偏置电压可使用对于降压转换器中的低压侧同步整流器所公开的类似技术创建，包括电流镜栅极驱动、利用电流反馈调节偏置电压、或微调带隙电压参考以将MOSFET708偏置到特定大小。假设转换器700的转换器输出被预偏置为从高于地电压到电压V。喊w的某一电势，则将MOSFET701接通将Vx拉到接近地电压的电压，并且二极管710被反向偏置。由于MOSFET708充当电流源，所以其从二极管710分流电流，减少二极管710中的电荷储存，并且限制如上所述的效率和噪声问题。观察图15A、15B和24，很明显，根据本发明的DC/DC转换器包括在公共节点处连结在一起的三条电流路径。第一电流路径从表示第一输入电压轨(例如，Vbatt)的端子开始延伸。第二电流路径从表示第二输入电压轨(例如，接地)的第二端子开始延伸。第三电流路径从转换器的输出端开始延伸。这三条电流路径在存在中间电压Vx的公共节点处连结在一起。在一些实施例中，第二电流3各径包括以上述方式操作为电流源的MOSFET(如MOSFET308和326)。在其它实施例中，第三电流路径包括以上述方式操作为电流源的MOSFET(如MOSFET708)。尽管已经描述了本发明的若干实施例，但是这些实施例意图是说明性的，而非限制性的。在本发明的广阔范围内的若干另外的和替代的实施例将对本领域技术人员显而易见。申请号[律所代号AATI-28-DS-US]的、题为"MOSFETGateDriveWithReducedPowerLoss"的相关专利申请与本申请同时提交，并且通过全文引用将其合并于此，该申请说明了将功率MOSFET的电流偏置在其^T包和区的各种电^各部件。权利要求1.一种使用开关式的电感器电压转换器将第一DC电压转换为第二DC电压的方法，该开关式的电感器电压转换器包括主MOSFET、同步整流MOSFET、以及电感器，该方法包括将同步整流MOSFET至少在完全接通状态和低电流状态之间切换，其中，该同步整流MOSFET在完全接通状态承载范围在0.5A到5A内的电流，而在低电流状态承载范围在1μA到1mA的电流。2.如权利要求l所述的方法，包括以下述开关序列操作该开关式的电感器电压转换器，该开关序列包括主MOSFET接通的^兹化间隔，主MOSFET截止的第一先断后合间隔；主MOSFET截止并且同步整流MOSFET切换为完全接通状态的续流间隔；主MOSFET截止的第二先断后合间隔；以及二极管恢复间隔，该方法包括在第二先断后合间隔内将同步整流MOSFET切换为^氐电流状态。3.如权利要求2所述的方法，包括在磁化间隔内将同步整流MOSFET切换为低电流状态。4.如权利要求3所述的方法，包括在第一先断后合间隔内将同步整流MOSFET切换为低电流状态。5.如权利要求2所述的方法，包括在二极管恢复间隔内将同步整流MOSFET切换为#^电流状态。6.如权利要求2所述的方法，包括在轻负载情况下操作该开关式的电感器电压转换器，在该轻负载情况下，该开关序列包括在续流间隔之后的电流反向间隔，该方法包括在该电流反向间隔内将同步整流MOSFET切换为低电流状态。7.—种使用开关式的电感器电压转换器将第一DC电压转换为第二DC电压的方法，该开关式的电感器电压转换器包括同步整流MOSFET、功率MOSFET以及电感器，该方法包括将同步整流MOSFET至少在完全接通状态和低电流状态之间切换，其中，该同步整流MOSFET在完全接通状态承载范围在5A到50A内的电流，而在低电流状态承载范围在100juA到300mA的电流。8.如权利要求7所述的方法，包括以下述开关序列操作该开关式的电感器电压转换器，该开关序列包括主MOSFET接通的磁化间隔，主MOSFET截止的第一先断后合间隔；主MOSFET截止并且同步整流MOSFET切换为完全接通状态的续流间隔；主MOSFET截止的第二先断后合间隔；以及二极管恢复间隔，该方法包括在第二先断后合间隔内将同步整流MOSFET切换为j氐电流状态。9.如权利要求8所述的方法，包括在磁化间隔内将同步整流MOSFET切换为低电流状态。10.如权利要求9所述的方法，包括在第一先断后合间隔内将同步整流MOSFET切换为低电流状态。11.如权利要求8所述的方法，包括在二极管恢复间隔内将同步整流MOSFET切换为低电流状态。12.如权利要求8所述的方法，包括在轻负载情况下操作开关式的电感器电压转换器，在该轻负载情况下，该开关序列包括在续流间隔之后的电流反向间隔，该方法包括在电流反向间隔内将同步整流MOSFET切换为低电流状态。13.—种使用开关式的电感器电压转换器将第一DC电压转换为第二DC电压的方法，该开关式的电感器电压转换器包括主MOSFET、同步整流MOSFET以及电感器，该方法包括将同步整流MOSFET至少在(a)使同步整流MOSFET的沟道反向的完全接通状态和(b)4吏同步整流MOSFET的沟道反向但比完全接通状态较弱地反向的低电流状态之间切换。14.如权利要求13所述的方法，其中同步整流MOSFET在低电流状态下饱和。15.如权利要求14所述的方法，其中同步整流MOSFET在完全接通状态下操作在其线性区。16.如权利要求13所述的方法，包括将同步整流MOSFET切换到截止状态，其中同步整流器的沟道不被反向。17.—种将第一DC电压转换为第二DC电压的方法，包括提供包括第一MOSFET、第二MOSFET和电感器的电路；将第一DC电压连接到所述电路；以及切换各MOSFET,该第一MOSFET在接通情况和截止情况之间反复切换，该第二MOSFET在接通情况和该第二MOSFET操作为电流源的情况之间反复切换。18.如权利要求17所述的方法，包括以包括下述时段的序列切换各MOSFET:第一时段，包括将第一MOSFET维持在接通情况，而将第二MOSFET操作为电流源；随后的第二时段，包括将第一MOSFET维持在截止情况，而将第二MOSFET操作为电流源；随后的第三时段，包括将第一MOSFET维持在截止情况，而将第二MOSFET维持在接通情况；随后的第四时段，包括将第一MOSFET维持在截止情况，而将第二MOSFET操作为电流源。19.如权利要求18所述的方法，其中将第二MOSFET操作为电流源包括将在第二MOSFET的外推阈值电压的10%到125%之间的电压施加到第二MOSFET的栅极。20.如权利要求19所述的方法，其中将第二MOSFET操作为电流源包括将在第二MOSFET的外推阈值电压的25%到100%之间的电压施加到第二MOSFET的栅极。21.—种使用开关式的电感器电压转换器将第一DC电压转换为第二DC电压的方法，该开关式的电感器电压转换器包括主MOSFET、同步整流MOSFET、以及电感器，该方法包括将同步整流MOSFET至少在完全接通状态和低电流状态之间切换，其中，在低电流状态下，该同步整流MOSFET承载低电流，而在完全接通状态下，该同步整流MOSFET承载高电流，低电流的大小至少比当同步整流MOSFET中的栅极-源极电压等于0时的同步整流器中的漏电流大十(10)倍，而不大于高电流的大小的百分之十(10%)。22.如权利要求21所述的方法，其中低电流的大小不大于高电流的大小的百分之一(1%)。23.如权利要求22所述的方法，其中低电流的大小至少比漏电流大一百(100)倍。24.如权利要求21所述的方法，其中低电流的大小至少比漏电流大一百(100)倍。全文摘要降压或升压DC/DC转换器中的同步整流MOSFET被操作为电流源，而非被截止，从而减少了不期望的效率损失、不期望的电子和辐射噪声的产生、以及许多其它潜在的问题，特别是当转换器操作在轻负载情况下时更是如此。文档编号H02M1/08GK101622774SQ200780044462公开日2010年1月6日申请日期2007年9月25日优先权日2006年10月5日发明者凯文·P·丹吉洛,理查德·K·威廉斯申请人:先进模拟科技公司