专利名称：单相逆变合成三相高功率因数变换电源的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种三相电源，具体地说是一种单相逆变合成三相高功率因数 变换电源。
背景技术：
三相电源最理想的负载是三相星形或三角形接法交流电阻性负载，这种负 载无谐波，而且功率因数为l。随着半导体技术的不断发展，很多电源采用电源 变换技术。直流电源采用交流一直流变换技术，或交流一直流一交流一直流变
换技术；变频电源和各种逆变电源采用交流一直流一交流变换技术。目前各种 变换电源从电网输入第一步就是交流一直流变换即整流，整流包括了二极管整 流和晶闸管整流，这种整流产生很大的谐波电流，功率因数降低，尤其是晶闸 管整流。目前单相整流加功率因数校正(PFC)技术日趋成熟，但只能升压。三相 整流加功率因数校正(PFC)目前主要有以下几种方式
1、 六开关三相PFC是由6只功率开关器件组成的三相PWM整流电路，该 电路的不足之处是使用开关数目较多，控制复杂，成本高，而且每个桥臂上两 只串联开关管存在直通短路的危险，对功率驱动控制的可靠性要求高。
2、 单相PFC组合的三相PFC由三个单相的PFC电路组合构成三相PFC电 路，每个单相PFC后跟随一个隔离型DC/DC变换器。这种PFC电路直流输出 电压高于交流输入电压峰值，是升压型，无法实现输出功率调节。
3、 三相单开关PFC电路可以看成是单相电流断续(DCM) PFC在三相电路 中的延伸。但在开关关断时，加在输入各电感上的电压由输出电压与此时的相 电压瞬时值决定，因而此时电感上的电流平均值与输入电压瞬时值不再满足线 性关系，电流也就产生了畸变，失真系数THD比较大。
4、 三相双开关PFC电路，可以通过增加1只开关管来对三相电流进行控制。 用2只串联的开关管代替单管，并在输入端用3个Y型接法的电容来构造浮动 中点，这个中点与两只串联开关管的中点相联。这样工作的好处是在电感放 电起始的一段时间里输出电压全部参与电感放电，在较小的输出电压下就可以 获得比较小的THD。电路的不足之处是电路工作在DCM下，THD仍比较大。
其它还有三相三开关和三相四开关PFC电路。
以上PFC电路直流输出电压高于交流输入电压峰值，是升压型，无法实现 输出功率调节。这使PFC的应用范围受到了限制。
如果将三相输入的变换电源先进行单相独立降压型功率因数校正，同时进 行功率调节，通过高频逆变、变压器隔离后三相合成，对输入电源来说相当于 三相电阻性负载，功率因数为l，无谐波，对变换电源来说输出电压可调，通过 变压器合成输出功率。
发明内容
本发明的目的在于设计一种单相降压型功率因数校正，高频逆变，变压器 三相合成高功率因数变换电源。
按照本发明所提供的设计方案，包括三组单相变换电路和输出电路，所述
三组单相变换电路是指AB相变换电路、BC相变换电路及CA相变换电路，其
特征在于每组单相变换电路包括依次连接的单相降压型功率因数校正电路、
单相高频逆变电路和高频变压器；所述单相降压型功率因数校正电路的输入端 分别和对应的单相线电压连接；所述三组单相高频逆变电路的输出端分别经各 自的隔直电容连接到各自的高频变压器的一次侧；所述3个变压器的一次侧并 联连接，使三个单相电路相互隔离；工作时，AB相、BC相及CA相线电压分 别通过各自的单相变换电路变换成高频电源，再经各自的隔直电容连接到对应 的高频变压器的一次侧。
所述输出电路可由三组变压器的二次侧串联后的两端和负载电阻、负载电 感及补偿电容相连，组成串联谐振电路。
所述输出电路可由三个变压器在二次侧分别连接全波整流滤波电路，再并 联输出直流电压，组成大功率开关电源电路。
所述全波整流滤波电路包括单相全波整流电路和单相输出滤波电路；所述 单相全波整流电路包括二次侧带中心抽头的高频变压器、两个高频整流二极管， 单相全波整流电路将高频交流电压变换成直流电压；所述单相输出滤波电路包 括滤波电感、滤波电容；所述单相逆变合成三相高功率因数变换电源的输出电 压(Uo)由三个直流电压并联合成。
所述单相全波整流电路是指AB相单相全波整流电路、BC相单相全波整流 电路、CA相单相全波整流电路；所述单相输出滤波电路是指AB相输出滤波电 路、BC相输出滤波电路、CA相输出滤波电路。
所述降压型功率因数校正电路包括依次连接的输入滤波电感、二极管单相 整流桥、第一滤波电容、BUCK变换器和第二滤波电容，其中输入滤波电感的 一端连接对应的输入电压，另一端连接二极管单相整流桥的输入端；当BUCK 变换器中的IGBT开关管导通时，对应相的线电流通过输入滤波电感、二极管单 相整流桥、IGBT开关管、滤波电感，向对应第二滤波电容(C2a、 C2b、 C2c) 充电；当IGBT开关管关断时，对应相的线电流通过输入滤波电感、二极管单相 整流桥，向对应第一滤波电容(Cla、 Clb、 Clc)充电；所述线电流保持连续且 为正弦波；控制IGBT开关管的导通时间，使降压型功率因数校正电路输出的直 流电压能够从零开始调节;所述单相降压型功率因数校正电路是指AB相降压型 功率因数校正电路、BC相降压型功率因数校正电路、CA相降压型功率因数校 正电路。
所述高频逆变电路包括四个IGBT开关管构成逆变器，经对应隔直电容连接 到对应高频变压器的一次侧；第一桥臂上开关管为第一IGBT开关管，第一桥臂 下开关管第二IGBT开关管，第二桥臂上开关管为第三IGBT开关管，第二桥臂 下开关管为第四IGBT开关管，当第一 IGBT开关管与第四IGBT开关管导通时， 逆变器输出电压为正，当第二IGBT开关管与第三IGBT开关管导通时，逆变器
输出电压为负，将降压型功率因数校正电路输出的直流电压变换成高频交流电
压；所述单相高频逆变电路是指AB相高频逆变电路、BC相高频逆变电路、CA 相高频逆变电路。
本发明利用单相降压型功率因数校正原理和变压器功率合成原理，使得变 换电源相对于电网来说是三相电阻性负载，无谐波，功率因数达到l。而对于变 换电源来说，将传统的三相整流、逆变功率调节、变压器功率合成，改为单相 整流、降压型功率因数校正同时进行功率调节、逆变、变压器功率合成，将原 来逆变部分的功率调节功能放在降压型功率因数校正部分实现，简化了逆变器 控制。
图1为本发明的结构图。
图2(a)为变压器二次侧连接串联谐振负载组成大功率串联谐振逆变电源的 结构图。
图2(b)为变压器二次侧连接全波整流电路组成大功率开关电源的结构图。 图3为本发明的电路图。
图4为变压器二次侧连接串联谐振负载的电路图。 图5为变压器二次侧连接全波整流电路的电路图。
图6(a)为三相输入线电压(Uab、 Ubc、 Uca)、电流(iab、 ibc、 ica)、单相整流输出 平均电压Kp Ubl、 Uel)、瞬时电压(U^、 Uc;lb、 Uc。和降压型功率因数校正电路输 出电压(Ua2、 Ub2、 Uc2)波形。
图6(b)为二极管VDla、 VDlb、 VDlc上的平均电压波形。
图6(C)为逆变器输出电压(Uam、 Ublcl、 Ud^)波形。
具体实施例方式
按照本发明提供的方案，有两种变换电源
1、 采用三个单相线电压分别输入，二极管整流，BUCK变换器降压控制同
时进行功率因数校正，单相逆变器高频逆变，高频变压器隔离，变压器二次侧
三相合成，大功率串联谐振逆变电源，如图2(a)。
2、 采用三个单相线电压分别输入，二极管整流，BUCK变换器降压控制同 时进行功率因数校正，单相逆变器高频逆变，高频变压器隔离，变压器二次侧 高频整流，三相并联合成大功率开关电源，如图2(b)。
图3为单相降压型功率因数校正，高频逆变，变压器三相合成高功率因数 变换电源电路图。其中La、 Ba、 Cla、 VToa、 VDoa、 VDla、 Lla、 C2a组成AB 相降压型功率因数校正电路，Lb、 Bb、 Clb、 VTob、 VDob、 VDlb、 Llb、 C2b 组成BC相降压型功率因数校正电路，Lc、 Bc、 Clc、 VToc、 VDoc、 VDlc、 Llc、 C2c组成CA相降压型功率因数校正电路。VTla、 VT2a、 VT3a、 VT4a、 Cda、 Ta组成AB相逆变电路，VTlb、 VT2b、 VT3b、 VT4b、 Cdb、 Tb组成BC相逆 变电路，VTlc、 VT2c、 VT3c、 VT4c、 Cdc、 Tc组成CA相逆变电路。其中Cda、 Cdb、 Cdc为变压器一次侧隔直电容，变压器Ta、 Tb、 Tc 一次侧分别连接AB 相、BC相、CA相变换电路，三个单相电路相互隔离。
所述大功率串联谐振逆变电源为三组单相逆变合成的三相高功率因数变换
串联谐振逆变电源，AB相、BC相及CA相线电压分别通过各自的单相变换电 路变换成高频电源，再经各自的隔直电容连接到对应的高频变压器的一次侧， 三组变压器的二次侧串联后的两端和负载电阻Ro、负载电感Lo、补偿电容Co 相连，组成串联谐振电路，如图2(a)和图4。
AB相降压型功率因数校正电路包括输入滤波电感La、 二极管单相整流 桥Ba、滤波电容Cla、绝缘栅双极性晶体管IGBT开关管VToa、 IGBT反并联 二极管VDla、滤波电感Lla、滤波电容C2a。当IGBT开关管Vtoa导通时，AB 相电流U通过输入滤波电感La、 二极管单相整流桥Ba、 IGBT开关管VToa、 滤波电感Lla，给滤波电容C2a充电，电感La的电流"通过VToa， Cla同时通 过VToa放电，电压u^下降；当IGBT开关管的Vtoa关断时，AB相电流iab 通过输入滤波电感La、 二极管单相整流桥Ba，电感La的电流^通过Cla续流，
向滤波电容Cla充电，电压Uda上升；电流iab保持连续且为正弦波；控制IGBT
开关管Vtoa导通时间，降压型功率因数校正电路输出的直流电压可降到零。
BC相降压型功率因数校正电路包括输入滤波电感Lb、 二极管单相整流 桥Bb、滤波电容Clb、 IGBT开关管VTob、 IGBT反并联二极管VDlb、滤波电 感Llb、滤波电容C2b。当IGBT开关管Vtob导通时，BC相电流ibe通过输入 滤波电感Lb、 二极管单相整流桥Bb、 IGBT开关管VTob、滤波电感Llb，给滤 波电容C2b充电，电感Lb的电流ib通过VTob， Clb同时通过VTob放电，电 压Udb下降；当IGBT开关管Vtob关断时，BC相电流ibc通过输入滤波电感Lb、 二极管单相整流桥Bb，电感Lb的电流ib通过Clb续流，向滤波电容Clb充电， 电压u^b上升；电流ibc保持连续且为正弦波；控制IGBT开关管Vtob导通时间， 降压型功率因数校正电路输出的直流电压可降到零。
CA相降压型功率因数校正电路包括输入滤波电感Lc、 二极管单相整流 桥Bc、滤波电容Clc、 IGBT开关管VToc、 IGBT反并联二极管VDlc、滤波电 感Llc、滤波电容C2c;当IGBT开关管Vtoc导通时，CA相电流i^通过输入滤 波电感Lc、 二极管单相整流桥Bc、 IGBT开关管VToc、滤波电感Llc，给滤波 电容C2c充电，电感Lc的电流ie通过VToc， Clc同时通过VToc放电，电压uclc 下降；当IGBT开关管Vtoc关断时，AB相电流^通过输入滤波电感Lc、 二极 管单相整流桥Bc，电感Lc的电流ic通过Clc续流，向滤波电容Clc充电，电 压u^上升；电流^保持连续且为正弦波；控制IGBT开关管Vtoc导通时间， 降压型功率因数校正电路输出的直流电压可降到零。 一
AB相高频逆变电路包括IGBT开关管VTla、 VT2a、 VT3a、 VT4a，隔直 电容Cda、高频变压器Ta。当开关管VTla 、 VT4a导通时，逆变器输出电压nalbl 为正，当开关管VT2a、 VT3a导通时，逆变器输出电压ualbl为负，将降压型功 率因数校正电路输出的直流电压变换成高频交流电压，通过隔直电容Cda连接 到高频变压器Ta的一次侧。 一
BC相高频逆变电路包括IGBT开关管VTlb、 VT2b、 VT3b、 VT4b，隔直 电容Cdb、高频变压器Tb。当开关管VTlb、 VT4b导通时，逆变器输出电压Ua2b2 为正，当开关管VT2b、 VT3b导通时，逆变器输出电压u^2为负，将降压型功 率因数校正电路输出的直流电压变换成高频交流电压，通过隔直电容Cdb连接 到高频变压器Tb的一次侧。
CA相高频逆变电路包括IGBT开关管VTlc、 VT2c、 VT3c、 VT4c，隔直 电容Cdc、高频变压器Tc。当开关管VTlc、 VT4c导通时，逆变器输出电压11函3 为正，当开关管VT2c 、 VT3c导通时，逆变器输出电压ii^3为负，将降压型功 率因数校正电路输出的直流电压变换成高频交流电压，通过隔直电容Cdc连接 到高频变压器Tc的一次侧。
图2(b)为变压器二次侧连接全波整流电路组成大功率开关电源的结构图，其 单相降压整流逆变部分和图3相同。所述大功率开关电源为三组单相逆变合成 三相高功率因数大功率开关电源，三相线电压分别通过AB相、BC相、CA相 三组包含有降压型功率因数校正电路，电容滤^电路，单相高频逆变电路变换 成高频电源，经三组高频变压器Ta、 Tb、 Tc，隔直电容Cda、 Cdb、 Cdc连接到 各组变压器一次侧，三个变压器在二次侧全波整流滤波，并联输出直流电压。
图5为单相降压整流逆变，变压器二次侧整流三相合成高功率因数大功率 开关电源输出部分电路图。二次侧带中心抽头的高频变压器Ta，高频整流二极 管Dal、 Da2组成AB相单相全波整流电路。二次侧带中心抽头的高频变压器 Tb，高频整流二极管Dbl、 Db2组成BC相单相全波整流电路。二次侧带中心抽 头的高频变压器Tc，高频整流二极管Dcl、 Dc2组成CA相单相全波整流电路。 各单相全波整流电路将对应相高频交流电压变换成直流电压。输出直流滤波电 感La、输出滤波电容Ca组成AB相输出滤波电路，输出直流滤波电感Lb、输 出滤波电容Cb组成BC相输出滤波电路，输出直流滤波电感Lc、输出滤波电容 Cc组成CA相输出滤波电路，三个直流电压并联合成输出电压Uo。
权利要求
1、一种单相逆变合成三相高功率因数变换电源，包括三组单相变换电路和输出电路，所述三组单相变换电路是指AB相变换电路、BC相变换电路及CA相变换电路，其特征在于每组单相变换电路包括依次连接的单相降压型功率因数校正电路、单相高频逆变电路和高频变压器；所述单相降压型功率因数校正电路的输入端分别和对应的单相线电压连接；所述三组单相高频逆变电路的输出端分别经各自的隔直电容连接到各自的高频变压器的一次侧；所述3个变压器的一次侧并联连接，使三个单相电路相互隔离；工作时，AB相、BC相及CA相线电压分别通过各自的单相变换电路变换成高频电源，再经各自的隔直电容连接到对应的高频变压器的一次侧。
2、 根据权利要求l所述的单相逆变合成三相高功率因数变换电源，其特征 在于，所述输出电路由三组变压器的二次侧串联后的两端和负载电阻、负载电 感及补偿电容相连，组成串联谐振电路。
3、 根据权利要求l所述的单相逆变合成三相高功率因数变换电源，其特征 在于，所述输出电路由三个变压器在二次侧分别连接全波整流滤波电路，再并 联输出直流电压，组成大功率开关电源电路。
4、 根据权利要求3所述的单相逆变合成三相高功率因数变换电源，其特征 在于，所述全波整流滤波电路包括单相全波整流电路和单相输出滤波电路；所 述单相全波整流电路包括二次侧带中心抽头的高频变压器、两个高频整流二极 管，单相全波整流电路将高频交流电压变换成直流电压；所述单相输出滤波电 路包括滤波电感、滤波电容；所述单相逆变合成三相高功率因数变换电源的输 出电压(Uo)由三个直流电压并联合成。
5、 根据权利要求4所述的单相逆变合成三相高功率因数变换电源，其特征 在于，所述单相全波整流电路是指AB相单相全波整流电路、BC相单相全波整 流电路、CA相单相全波整流电路；所述单相输出滤波电路是指AB相输出滤波 电路、BC相输出滤波电路、CA相输出滤波电路。
6、 根据权利要求1所述的单相逆变合成三相高功率因数变换电源，其特征 在于，所述降压型功率因数校正电路包括依次连接的输入滤波电感、二极管单 相整流桥、第一滤波电容、BUCK变换器和第二滤波电容，其中输入滤波电感 的一端连接对应的输入电压，另一端连接二极管单相整流桥的输入端；当BUCK 变换器中的IGBT开关管导通时，对应相的线电流通过输入滤波电感、二极管单 相整流桥、IGBT开关管、滤波电感，向对应第二滤波电容(C2a、 C2b、 C2c) 充电；当IGBT开关管关断时，对应相的线电流通过输入滤波电感、二极管单相 整流桥，向对应第一滤波电容(Cla、 Clb、 Clc)充电；所述线电流保持连续且 为正弦波；控制IGBT开关管的导通时间，使降压型功率因数校正电路输出的直 流电压能够从零开始调节;所述单相降压型功率因数校正电路是指AB相降压型 功率因数校正电路、BC相降压型功率因数校正电路、CA相降压型功率因数校 正电路。
7、根据权利要求1所述的单相逆变合成三相高功率因数变换电源，其特征在于，所述高频逆变电路包括四个IGBT开关管构成逆变器，经对应隔直电容连 接到对应高频变压器的一次侧；第一桥臂上开关管为第一IGBT开关管，第一桥 臂下开关管第二IGBT开关管，第二桥臂上开关管为第三IGBT开关管，第二桥 臂下开关管为第四IGBT开关管，当第一 IGBT开关管与第四IGBT开关管导通 时，逆变器输出电压为正，当第二IGBT开关管与第三IGBT开关管导通时，逆 变器输出电压为负，将降压型功率因数校正电路输出的直流电压变换成高频交 流电压；所述单相高频逆变电路是指AB相高频逆变电路、BC相高频逆变电路、 CA相高频逆变电路。
全文摘要
本发明涉及一种单相逆变合成三相高功率因数变换电源，有两种形式采用三个单相线电压分别输入，二极管整流，BUCK变换器降压控制同时进行功率因数校正，单相逆变器高频逆变，高频变压器隔离，变压器二次侧三相合成，大功率串联谐振逆变电源；和采用三个单相线电压分别输入，二极管整流，BUCK变换器降压控制同时进行功率因数校正，单相逆变器高频逆变，高频变压器隔离，变压器二次侧高频整流滤波，三相并联合成大功率开关电源。本发明利用单相降压型功率因数校正原理和变压器功率合成原理，使变换电源相对于电网来说是三相电阻性负载，无谐波，功率因数达到1，将逆变部分的功率调节功能放在降压型功率因数校正部分实现，简化了逆变器控制。
文档编号H02M1/42GK101383555SQ200810155489
公开日2009年3月11日 申请日期2008年10月7日 优先权日2008年10月7日
发明者雷 吴, 晶 惠, 沈锦飞, 颜文旭 申请人:江南大学