电动机驱动电路的制作方法

专利名称：电动机驱动电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种对三相电动机进行变频控制的电动机驱动电路。
背景技术：
在对三相无刷直流电动机进行变频控制的情况下，驱动三相变 频电路中的各个上臂侧开关元件和各个下臂侧开关元件开、关，将 直流电转换为三相交流电。 已知变频器的通电控制方式有使各个开关元件的导通期间为 电动机角度2;r /3的120度通电方式、使各个开关元件的导通期间 为电动机角度7T的180度通电方式。为控制三相无刷直流电动机的 转矩，就要对三相变频电路的开关元件进行PWM (脉宽调制Pulse Width Modulation)控制。 在所述三相无刷直流电动机的控制方法下，因为三相无刷直流 电动机具有很大的电感，所以在为进行PWM控制而切断某一规定相 的上臂侧开关元件(或者下臂侧开关元件)时，切断时已累积在三 相无刷直流电动机的电感中的磁能会继惯性动。 为克服上述缺点釆取了以下做法，将各个开关元件与回流二极 管(惯性二极管)并列逆连接，经由该惯性二极管削弱累积在所述 电感中的磁 食b 。
在P丽控制下，在正向电流刚刚流入惯性二极管不久，进行施
加逆向高压的工作。此时，惯性二极管中会瞬间流过朝逆向流动的
电流，该朝逆向流动的电流被称作恢复电流。该恢复电流产生对驱
动电动机无用的功率，在变频电路中作为热消耗掉，成为导致变频 器的功率转换效率降低的一个原因。
在用MOS (金属一绝缘膜一半导体)晶体管作开关元件的情况下，是用M0S晶体管的寄生二极管作惯性二极管。但是，恢复电流
在M0S晶体管的寄生二极管中流动的时间很长。结果是，恢复电流 引起的功耗增大，而容易发热。
在用IGBT (绝缘栅双极型晶体管)作开关元件的情况下，因为 没有寄生二极管，所以需要外装惯性二极管。用恢复电流小的FRD (快速恢复二极管)作外装的惯性二极管，就能够使开关损耗减小 (参考例如专利文献1)。
专利文献1:日本公开特许公报特开平7 — 222459号公报 —发明要解决的技术问题一
然而存在的问题是现在的变频电路需要外装FRD，这样变频 电路的部件个数会增多，阻碍小型化和低成本化。

发明内容
本发明对上述问题加以解决，不外装二极管就能够构成变频器， 实现了 一个结构更加筒单的电动机驱动电路。 一用以解决技术问题的技术方案一
件，该开关元件由半导体元件构成，该半导体元件中没有寄生二极 管，该半导体元件能够作为二极管工作。
具体而言，所列举的电动^l驱动电路以驱动三相电动才几的电动 才几驱动电路为对象，包括具有三个分別驱动三相电动机的各相的上 臂的上臂侧开关元件和三个分別驱动各相的下臂的下臂侧开关元件 的三相变频电路。下臂侧开关元件和上臂侧开关元件中至少 一种开 关元件是半导体元件，包括半导体层叠层体，由形成在衬底上的 氮化物半导体制成；第一欧姆电极及第二欧姆电极，形成在半导体 层叠层体上，第一欧姆电极及第二欧姆电极间留有间隙；以及第一 栅电极，形成在第一欧姆电极和第二欧姆电极之间。半导体元件作 为二极管工作，将以第一欧姆电极的电位为基准第一栅电极的阈值 电压以下的电压施加在第一栅电极上，由此使从第一欧姆电极流向 第二欧姆电极的电流流动，切断众第二欧姆电极流向第 一 欧姆电极 的电流。
例示的电动机驱动电路中，开关元件中的至少一个开关元件是
作为二极管工作的半导体元件，即，将以第一欧姆电极的电位为基 准第一柵电极的阈值电压以下的电压施加在第一栅电极上，由此使 从第 一 欧姆电极流向第二欧姆电极的电流流动，切断从第二欧姆电 极流向第一欧姆电极的电流。因此，不将惯性二极管连接在变频元 件上，就能够防止上下臂间短路。在该情况下，恢复电流非常小， 因而能够使起因于惯性二极管的恢复电流的开关损耗降低。而且，
半导体元件包括由形成在衬底上的氮化物半导体制成的半导体层 叠层体、形成在所述半导体层叠层体上的二者间留有间隙的第 一 欧 姆电极及第二欧姆电极以及形成在所述第 一 欧姆电极和第二欧姆电 极之间的第一栅电极，没有寄生二极管。结果是，能够使由于寄生 二极管引起的较大的恢复损耗降低。 一发明的效果一 根据本发明的电动机驱动电路，不外装二极管就能够构成变频 器，实现了结构更加简单的电动机驱动电路。


[图l]是表示本发明第一实施方式所涉及的电动机驱动电路的 电路图。是表示本发明第一实施方式所涉及的双向开关与双向开 关的栅极电路的图。是表示本发明第一实施方式所涉及的双向开关的等效电 路的图。是表示本发明第一实施方式所涉及的双向开关的电流-电压特性的曲线图。是表示本发明第一实施方式所涉及的栅极驱动电路的图。是本发明第一实施方式所涉及的电动机驱动电路的工 作时序图。表示本发明第一实施方式所涉及的电动 机驱动电路工作时的电流流动情况，图7 (a)是表示上臂侧开关元件在脉宽期间的工作情况的图，图7 (b)是表示上臂侧开关元件在 脉冲间隔期间的工作情况的图。是表示本发明第一实施方式第一变形例所涉及的电动机
驱动电路的电路图。是表示本发明第一实施方式第一变形例所涉及的电动 机驱动电路的工作时序的图。是表示本发明第二实施方式所涉及的电动机驱动电路 的电路图。是本发明第二实施方式所涉及的双向 开关。图11 (a)是双向开关的俯视图，图11 (b)是图11 (a)中 的XIb-XIb线的剖视图。是表示以本发明第二实施方式所涉及的双向开关作二 极管用时的恢复特性的曲线图。是本发明第二实施方式所涉及的电动机驱动电路的工 作时序图。表示本发明第二实施方式所涉及的 电动机驱动电路工作时的电流流动情况，图15 (a)是表示上臂侧 开关元件的脉宽期间的工作情况的图，图15 (b)是表示上臂侧开 关元件的脉冲间隔期间的工作情况的图。
—符号说明一
1 直流电源
2 电动4几驱动电路
3 三相无刷直流电动机
4 平滑电容器
5 三相变频电路
7 三相变频电路
8 三相变频电路
9 栅极控制器10半导体元件
10A第一晶体管
10B第二晶体管
11村底
12缓冲层
13半导体层叠层体
14第一半导体层
15第二半导体层
16A第一欧姆电极
16B第二欧姆电极
17保护膜
18A第一栅电极
18B第二栅电极
19A第二控制层
l犯第二控制层
20控制部
21第一电源
22第二电源
23栅极驱动电路
24控制信号源
30半导体元件
31衬底
32缓冲层
33半导体层叠层体
34第一半导体层
35第二半导体层
36A第一欧姆电极
36B第二欧姆电极
37保护膜
38栅电极39控制层
51a开关元件
51b开关元件
51c开关元件
51d开关元件
51e开关元件
51f开关元件
52a栅极电路
52b栅极电路
52c栅极电路
52d栅极电路
52e栅极电路
52f栅极电路
533二极管
53b二极管
53c二极管
54a开关元件
54b开关元件
54c开关元件
54d开关元件
54e开关元件
54f开关元件
55a栅极电路
55b栅极电路
55c栅极电路
55d栅极电路
55e栅极电路
55f栅极电路
56a开关元件
56b开关元件56c开关元件
56d开关元件
56e开关元件
56f开关元件
57s栅极电路
57b栅极电路
57c栅极电路
57d栅极电路
57e栅极电路
57f栅极电路
61第一欧姆电极布线
62第二欧姆电极布线
63栅电极布线
65活性区域
66非活性区域
67第一欧姆电极垫
68第二欧姆电极垫
69栅电极垫
具体实施方式
(第一实施方式)
下面，参考附图对本发明第一实施方式进行说明。
(1)变频电路的构成
参考附图对本实施方式所涉及的直流电动机驱动电路进行说明。图1示出了三相无刷直流电动机驱动电路的电路构成。如图1所示，自直流电源l将直流电供给第一实施方式中的电动机驱动电路2，电动机驱动电路2驱动由永久磁铁型同步机构成的三相无刷直流电动机。
电动机驱动电路2包括平滑电容器4、三相变频电路5以及栅极控制器9。
三相无刷直流电动机3，由U相线圈、V相线圈、W相线圈星形连接(或者三角形连接)而成，转子上装有规定对数的励磁磁铁。
三相变频电路5是一个直交流转换电路，将自直流电源l施加
来的直流电压转换为三相交流电压，并将该三相交流电压输出给三
相无刷直流电动机3。三相变频电路5具有开关元件51a — 51f。开 关元件51a-51c是上臂侧开关元件，由MOS晶体管构成；开关元件 51d-51f是下臂侧开关元件，由双向开关元件构成。此外，分别连 接在上臂侧开关元件51a-51c上的二极管53a-53c是M0S晶体管的 寄生二极管。这里所定义的双向开关元件是具有将至少一个方向的 电流切断的第 一 工作模式和让电流双向流动的第二工作模式的开 关。本实施方式中所用的双向开关元件具有Sl端子、S2端子、Gl 端子、G2端子，利用施加在Gl和G2之间的电压控制在Sl和S2之 间流动的电流。 开关元件51a是U相的上臂侧开关元件，开关元件51b是V相 的上臂侧开关元件，开关元件51c是W相的上臂侧开关元件。同样， 开关元件51d是U相的下臂侧开关元件，开关元件51e是V相的下 臂侧开关元件，开关元件51f是W相的下臂侧开关元件。 开关元件51a、 51b、 51c即M0S晶体管的漏极分别与直流电源 1的正极相连接，开关元件51a即MOS晶体管的源极与U相和开关 元件51d即双向开关的S2相连接；开关元件51b即MOS晶体管的源 极与V相和开关元件51e即双向开关的S2相连接，开关元件51c 即MOS晶体管的源极与W相和开关元件51f即双向开关的S2相连接。 开关元件51d、 51e、 51f即双向开关的Sl与直流电源1的负极相连 接。
由MOS晶体管构成的开关元件51a、 51b、 51c上分別连接有栅
极电路52a、 52b、 52c，此情况乃众所周知。
由双向开关构成的开关元件51d、 51e、 51f上分別连接有双向
开关用栅极电路52d、 52e、 52f。
栅极控制器9经由栅极电路52a-52f控制开关元件51a-51f的
导通状态和断开状态，且栅极控制器9是一用以对三相无刷直流电
动机3进行120度通电型PWM控制的控制电路。这是众所周知的栅极控制器，说明省略不提。 此外，柵极控制器9根据三相无刷直流电动机3的旋转角度对 各相的开关元件51a-51f的导通状态和断开状态进行切换。因此， 栅极控制器9根据由三相变频电路5输出的三相交流电压或者电流 边推测三相无刷直流电动机3的旋转角度，边进行通电相位切换控 制。而且，还可以在三相无刷直流电动机3中设置同步分解器 (resolver)等旋转角度传感器，根据该旋转角度传感器的输出信 号进行通电相位切换控制。 优选柵极控制器9根据从外部输入的转矩指令等进行使三相无 刷直流电动机3所产生的转矩与从外部输入的转矩一致的转矩控 制。为实现该转矩控制例如可以这样做，检测由三相变频电路5输 出的三相交流电流，在每 一 个电动机角度2兀/ 3对上臂侧开关元件 51a — 51c进行一次PWM控制，使该检测出的电流与相当于转矩指令 的目标电流一致。(2)双向开关元件的结构和工作情况
参考附图对本发明第一实施方式所用的双向开关进行说明。图 2示出了第一实施方式所涉及的双向开关的构成。如图2所示，第 一实施方式中的双向开关元是双栅极半导体元件10,由控制部20 控制。 半导体元件10,在由硅(Si)制成的村底11上形成有半导体 层叠层体13,衬底11与半导体层叠层体13之间夹有緩冲层12，緩 冲层12的厚度为1//m，由厚度IO皿的氮化铝(AIN)层和厚度10nm 的氮化镓(GaN)层交替叠层而成。半导体层叠层体13中的第一半 导体层14和第二半导体层15自衬底一侧依次叠层，第二半导体层 15的带隙比第一半导体层14的大。在本实施方式中，第一半导体 层14是厚度2/zm的非掺杂氮化镓(GaN)层，第二半导体层15是 厚度20nm的n型氮化铝镓(AlGaN)层。 在第一半导体层14和第二半导体层15的异质界面附近由自发 极化与压电极化产生电荷。这样便生成载流子面密度在ixi013cm-2 以上且迁移率在1000cm2V/s以上的二维电子气体(2DEG)层即沟道区域。 在半导体层叠层体13上形成有第一欧姆电极16A和第二欧姆电 极16B,第 一欧姆电极16A和第二欧姆电极16B 二者间留有间隙。 第一欧姆电极16A和第二欧姆电极16B由钛(Ti)与铝(Al)叠层 而成，与沟道区域形成欧姆结。图2中示出的例子是这样的，为使 接触电阻减小，去掉第二半导体层15的一部分，且将第一半导体层 14下挖40nm左右，形成了与第二半导体层15和第一半导体层14 的界面接触的第一欧姆电极16A及第二欧姆电极16B。此外，第一 欧姆电极16A及第二欧姆电极16B也可以形成在第二半导体层15 上。 选摔n型第二半导体层15上的第一欧姆电极16A和第二欧姆电 极16B之间的区域且在该区域形成是p型半导体层的第一控制层 19A及第二控制层19B,第一控制层19A及第二控制层19B二者间留 有间隙。在第一控制层19A上形成有第一栅电极18A,在第二控制 层19B上形成有第二柵电极18B。第一栅电极18A与第二栅电极18 分别由钯(Pd)和金(Au)叠层而成，且分別与第一控制层19A及 第二控制层l犯欧姆接触。形成有由氮化硅(SiN)形成的保护膜 17，该保护膜17将第二半导体层15、第一控制层19A及第二控制 层l犯覆盖起来。形成保护膜17，由此就能够消除将成为所谓的电 流崩塌之原因的缺陷，从而能够改善电流崩塌。 第一控制层19A及第二控制层l犯的厚度都是300nm，且由掺 杂有镁(Mg)的p型氮化镓形成。第一控制层19A及第二控制层l犯 分别与第二半导体层15形成pn结。因此，在第一欧姆电极16A和 第一栅电极18A间的电压为例如0V的情况下，因为耗尽层从第一控 制层19A开始扩大到沟道区域中，所以能够将在沟道中流动的电流 切断。同样，在第二欧姆电极16B和第二栅电极18B间的电压小于 等于例如OV的情况下，因为耗尽层从第二控制层19起扩大到沟道 区域中，所以能够将在沟道中流动的电流切断。因此，就能够实现 所谓的常关型半导体元件。
设第一欧姆电极16A的电位是VI，设第一栅电极18A的电位是V2，设第二柵电极18B的电位是V3,设第二欧姆电极16B的电位是 V4。在该情况下，因为若V2比V1高1.5伏特以上，从第一控制层 19A开始在沟道区域中扩大的耗尽层就会缩小，所以能够使电流在 沟道区域流动。同样，若V3比V4高1. 5伏特以上，则从第二控制 层l犯在沟道区域中扩大的耗尽层缩小，而能够使电流在沟道区域 流动。也就是说，第一栅电极18A的所谓阈值电压和第二栅电极18B 的所谓阈值电压都是1. 5V。在下面的说明中，设在第一栅电极18A 下侧在沟道区域中扩大的耗尽层缩小，而能够使电流在沟道区域流 动的第一栅电极的阈值电压为第一阈值电压；设在第二栅电极18B 下侧在沟道区域中扩大的耗尽层缩小，而能够使电流在沟道区域流 动的第二柵电极的阈值电压为第二阈值电压。 设计第一控制层19A与第二控制层19B之间的距离，保证第一 控制层19A与第二控制层l犯能够抵抗住施加在第一欧姆电极16A 和第二欧姆电极16B上的最大电压。 控制部20相当于图1中的柵极电路52d-52f，且具有连接在第 一欧姆电极16A和第一栅电极18A之间的第一电源21、连接在第二 欧姆电极16B和第二栅电极18B之间的第二电源22。 下面，对第一实施方式所涉及的半导体元件10的工作情况进行 说明。为便于说明，设第一欧姆电极的电位为0V、第一电源21的 输出电压为Vgl、第二电源22的输出电压为Vg2、第二欧姆电极16B 和第一欧姆电极16A之间的电压为Vs2sl、在第二欧姆电极16B与 第一欧姆电极16A之间流动的电流为Is2sl。 在V4比V1高的情况下，例如，V4是+100伏、V1是0伏的情况 下，第一电源21及第二电源22的输出电压Vgl与Vg2分別是第一 阈值电压及第二阈值电压以下的电压，设为例如0伏。于是，因为 自第一控制层19A开始扩大的耗尽层在沟道区域中朝着第二 p型氮 化镓层的方向扩大，所以能够将流入沟道的电流切断。因此，即使 V4是正的高电压，也能够实现将从第二欧姆电极16B朝着第一欧姆 电极16A流动的电流切断的断开状态。
另一方面，在V4比VI低的情况下，例如V4是一IOO伏、VI是0V的情况下，也是自第二控制层l犯开始扩大的耗尽层在沟道区 域中朝着第一控制层19A的方向扩大，而能够将流入沟道的电流切
断。因此，在将负的高电压施加在第二欧姆电极16B上的情况下，
也能够将从第一欧姆电极朝着第二欧姆电极流动的电流切断。也就 是说，能够将双向的电流都切断。 在以上的结构和工作情况下，由第一栅电极与第二栅电极共有 用以确保击穿电压的沟道区域。在本实施方式中，能够用一个元件 的沟道区域面积实现双向开关元件。因此，与用两个二极管和两个 常关型AlGaN/GaN—异质结场效应晶体管(HFET)构成的双向开关 在芯片中所占的面积相比，本实施方式中的双向开关元件在芯.片中 所占有的面积要小，芯片大小也就小了。因此，能够实现双向开关 的低成本化及小型化。 在第一电源21及第二电源22的输出电压Vgl及Vg2分别是比 第一阈值电压及第二阈值电压高的电压，例如5伏的情况下，施加 在第一栅电极18A及第二栅电极18B上的电压都变得比阈值电压高。 这样一来，耗尽层就不会从第一控制层19A及第二控制层19B开始 在沟道区域中扩大，所以，无论沟道区域在第一栅电极18A的下侧， 还是在第二柵电极18B的下侧，沟道区域都不会被夹断。结果是， 能够实现电流在第一欧姆电极16A与第二欧姆电极16B之间双向流 动的导通状态。 接下来，对设Vgl为高于第一阈值电压的电压、设Vg2为第二 阈值电压以下时的工作情况进行说明。若用等效电路表示本实施方 式中的双栅极半导体元件10,则如图3 (a)所示，能够将该半导体 元件10看成是将第一晶体管10A与第二晶体管10B串联起来的电 路。在该情况下，第一晶体管10A的源极(S)与第一欧姆电极16A 相对应，第一晶体管10A的栅极(G)与第一欧姆电极18A相对应， 第二晶体管IOB的源极(S)与第二欧姆电极16B相对应，第二晶体 管10B的栅极(G)与第二栅电极18B相对应。 在这样的电路中，在例如设Vgl为5V，Vg2为0V的情况下，Vg2 为OV就等于第二晶体管IOB的柵极与源极被短路的状态，因此能够将半导体元件IO看成是图3 (b)所示的电路。
下面，以图3 (b)所示的第二晶体管的源极(S)为A端子、 漏极(D)为B端子、栅极(G)为C端子进行说明。 在B端子的电位比A端子的电位高的情况下，能够将该第二晶 体管看成A端子是源极、B端子是漏极的晶体管。此时，C端予(栅 极)与A端子(源极)之间的电压是OV，在阈值电压以下，所以电 流不会从B端子(漏极)流向A端子(源极)。 另一方面，在A端子的电位比B端子的电位高的情况下，能够 将该第二晶体管看成B端子是源极、A端子是漏极的晶体管。此时， C端子(栅极)与A端子(漏极)的电位相等，所以当A端子的电 位在以B端子为基准的阈值电压以下时，电流就不会从A端子(漏 极)流向B端子(源极)；而当A端子的电位达到以B端子为基准的 阈值电压以上时，以B端子(源极)为基准阈值电压以上的电压就 施加在柵极上，而能够使电流从A端子(漏极)流向B端子(源极)。 也就是说，在使晶体管的栅极与源极短路的情况下，晶体管起 的就是以漏极作阴极、源极作阳极的二极管的作用，正向上升电压 便成为晶体管的阈值电压。 于是，能够将图3 (a)所示的第二晶体管IOB部分看作是二极 管，成为图3 (c)所示那样的等效电路。在图3 (c)所示的等效电 路中，若在双向开关的漏极的电位比源极的电位高的状态下，将5V 的电压施加在第一晶体管IOA的栅极上，第一晶体管IOA就成为导 通状态，而能够使电流从S2流向Sl。不过，会由二极管的正向上 升电压产生通态电压。在双向开关的Sl的电位比S2的电位高的情 况下，由第二晶体管IOB构成的二极管承担该电压，阻止电流从双 向开关元件的Sl流向S2。也就是说，阈值电压以上的电压施加在 第一栅极上，阈值电压以下的电压施加在第二栅极上，由此能够实 现所谓的能够作为二极管工作的开关。
图4示出了半导体元件10的Vs2sl与电流Is2sl的关系。图4 (a)示出了让Vgl和Vg2同时变化的情况；图4 (b)示出了将Vg2 设定为第二阈值电压以下的0V、让Vgl变化的情况；图4 (c)示出了将Vgl设定为第一阈值电压以下的0V、让Vg2变化的情况。另外， 图4中，横轴即S2 —Sl间电压(Vs2sl)是以第一欧姆电极16A为 基准的电压，纵轴即S2 — S1间电流(Is2sl)以从第二电极16B流 向第一欧姆电极16A的电流为正。 如图4 (a)所示，在Vgl及Vg2是0伏和Vgl及Vg2是1伏的 情况下，无论Vs2sl正还是负，Is2sl都不流动，半导体元件10成 为断开状态。而且，若Vgl和Vg2都比阈值电压高，则成为Is2sl 根据Vs2s 1在双向上流动的导通状态。 另一方面，如图4 (b)所示，在假定Vg2是第二阈值电压以下 的0伏电压、Vgl是第一阈值电压以下的0伏电压的情况下，Is2sl 在双方向上被切断。但是，在设Vgl为第一阈值电压以上的2伏一5 伏的电压的情况下，当Vs2sl未满1. 5V时，Is2sl不流动；若Vs2sl 成为1.5V以上，Is2sl就流动。也就是说，成为电流仅从第二电极 16B流向第一欧姆电极16A、电流不从第一欧姆电极16A流向第二电 极16B的逆向阻止状态。在设Vgl为OV、让Vg2变化的情况下，则 如图4(c)所示，成为电流仅从第一欧姆电极16A流向第二电极16B、 电流不从第二电极16B流向第一欧姆电极16A的逆向阻止状态。 如上所述，半导体元件IO，根据它的栅极偏压条件的不同，能 够作为卩夸电流双向切断、使电流双向流动的双向开关用，也能够作 二极管用，而且作二极管用时能够对该二极管的电流的流动方向进 行切换。 第一实施方式中的双向开关中，第一栅电极18A形成在具有p 型导电性的第一控制层19A上，第二栅电极18B形成在具有p型导 电性的第二控制层l犯上。因此，从第一栅电极18A及第二栅电极 18B给生成在第一半导体层14与第二半导体层15的界面区域的沟 道区域施加正向偏压，便能够将空穴注入到沟道区域内。因为在氮 化物半导体中，空穴的迁移率比电子的迁移率低很多，所以注入到 沟道区域的空穴对电流的流动几乎不起作用。于是，因为已从第一 栅电极18A及第二栅电极18B注入的空穴会导致在沟道区域内产生 数量相同的电子，所以使电子产生在沟道区域内的效果提高，已从第一栅电极18A及第二栅电极18B注入的空穴就能够发挥出施主离 子一样的作用。也就是说，因为能够在沟道区域内对载流子浓度进 行调制，所以能够实现工作电流大的常关型氮化物半导体层双向开关。 本发明的结构类似于结场效应晶体管(JFET)，但从有意地进行 载流子注入这 一 点来看，本发明的工作原理和利用栅极电场对沟道 区域内的载流子进行调制的结场效应晶体管完全不同。具体而言， 在栅极电压达到3V以前，本发明的结构起结场效应晶体管的作用， 但在施加了超过pn结的内建电势的3V以上的栅极电压的情况下， 空穴便被注入栅极中，电流在上述才几理下增加。因此根据本发明的 结构，能够使流动的电流增大，且通态电阻也小。该双向开关能够 从第一栅电极及第二栅电极这两个电极注入空穴。因此，与单栅极 场效应晶体管相比，本发明的结构能够使电流进 一 步增加，且使通态 电阻进一步减小。 此外，该双向开关，其半导体层用的是绝缘破坏电场比硅高的 氮化镓，所以能够实现比硅元件的性能好的低通态电阻及高击穿电 压两立的双向开关。在该双向开关中，将决定击穿电压的第一控制 层19A及第二控制层19B之间的距离设定为7. 5//m。就这样，由于 在沟道区域很短的情况下也使用绝缘破坏电场比硅高的氮化镓，因 此能得到比使用硅时的击穿电压要高的击穿电压。而且，因为能够 缩短沟道区域，所以能够使通态电阻减小。
(3)双向开关用栅扭-电踏-
图5示出了本实施方式所示的双向开关用栅极电路即控制部20 的电路结构之一例。双向开关用控制部20具有第一电源21、第 二电源22以及内置有光耦合器的栅极驱动电路23。 第一电源21和第二电源22是绝缘型电源，输出阈值电压以上 的电压例如5V。内置有光耦合器的栅极驱动电路23具有由发光二 极管(LED)和光敏二极管构成的光耦合器，能够根据来自外部的控 制信号对导通状态和断开状态进切换，且能够电分离控制信号和开 关输出。在图5中，示出的是内置有栅极驱动电路的集成电路之例。这样的集成电路只要使用市场上广泛出售的即可，例如使用日本东
芝公司制造的光耦合器TLP251等即可。而且，不是这样的内置有栅 极驱动电路的集成电路亦可，只要是能够将控制信号和开关输出电 气分离开的开关，什么样的都可以。 第二电源22输出5V的电压，第二电源22连接在双向开关的 S2和G2之间。第一电源21经由栅极驱动电路23连接在Gl和Sl 之间。而且，图1中的栅极控制器9的控制信号源24连接在内置有 光耦合器的栅极驱动电路23的发光二极管上。 使双向开关成为这样的结构而将控制信号电气绝缘，并进一步 使第一电源21及第二电源22为绝缘型电源。这样一来，本实施方 式中的双向开关就既能够作上手臂侧开关元件用，又能作下臂侧开 关元件用。而且，S2 — G2之间一直施加5V的电压，G2是导通状态。 因此，在控制信号源24输出切断信号的情况下，内置有光耦合器的 栅极驱动电路23将Gl和Sl电气短路，OV电压施加在S1 — G1之间， 所以G1成为断开状态。如上所述，在该状态下，双向开关的S2成 为阴极，Sl成为阳极，双向开关作为正向上升电压与第一栅极的阈 值电压相等的二极管用。 控制信号源24输出导通信号时，内置有光耦合器的栅极驱动电 路23将5V的电压施加在Gl与Sl之间，Gl成为导通状态。如上所 述，在该状态下，双向开关能够以在S2和Sl之间不产生偏置电压 的小通态电阻it电流双向流动。 如上所述，当Gl处于断开状态时，本实施方式中的双向开关作 为S2是阴极、Sl是阳极的二极管工作；当G1处于导通状态时，本 实施方式中的双向开关作为让电流在双向上流动的场效应晶体管工 作。 在以下说明中，双向开关处于断开状态意味着该双向开关作 为S2是阴极、Sl是阳极的二极管进行让电流仅在一个方向上流动 的第一动作；双向开关处于导通状态意味着双向开关进行以在S2 和Sl之间不产生偏置电压的小通态电阻让电流在双向上都流动的 第二动作。
需提一下，在将双向开关用在下臂侧且使直流电源的GND与栅 极控制器的GND共为一个GND的情况下，可以不经由内置有光耦合 器的栅极驱动电路，自栅极控制器的控制信号源将栅极偏压直接施 加在G1 — S1之间。而且，因为在将双向开关用在下臂侧的情况下是 栅极偏压，所以电源也可以是非绝缘型电源。 需提一下，只要用使用了变压器的DC / CD转换器作绝缘型电源 即可。也可以由电容器、电阻以及二极管构成自举电路，以电容器 作假想的绝缘电源用。(4)变频电路的工作情况
以下，参考图6所示的时序图对图1中的栅极控制器9所进行 的120度通电方式的PWM控制工作进行说明。 电动机角度2兀/3的PWM控制期间依次赋予给上臂侧开关元件 51a — 51c。 PWM控制期间被分割为脉冲期间即规定的载体频率的倒 数，使上臂侧开关元件在各个脉冲期间所设定的规定脉宽期间为导 通状态，使上臂侧开关元件在各个脉冲间隔期间为断开状态，调节该 脉宽期间，这样来进行PWM控制。 在时刻t0 — t2，上臂侧开关元件51a被PmU空制，在下一个时 刻t2 — t4，上臂侧开关元件51b被PWM控制，在下一个时刻t4一t6， 上臂侧开关元件51c被PWM控制。也就是说，tO — t2是开关元件51a 的PWM控制期间，t2 — t4是开关元件51b的PWM控制期间，t4一t6 是开关元件51c的P丽控制期间。在时刻t5—tl，下臂侧开关元件 51e中一直通电，在下一个时刻tl一t3，下臂侧开关元件51f中一 直通电，在下一个时刻t3 —t5,下臂侧开关元件51d中一直通电。 也就是说，t5 — tl是开关元件51e的连续通电期间，tl一t3是开关 元件51f的连续通电期间，t3 — t5是开关元件51d的连续通电期间。 在P丽控制期间内，使下臂侧开关元件51d-51f在与它们属于 同一相的上臂侧开关元件51a — 51c的断开期间，即，脉冲间隔期间 为导通状态；使下臂侧开关元件51d-51f在与它们属于同一相的上 臂侧开关元件51a — 51c的导通期间，即，脉宽期间为断开状态。也 就是说，在本实施方式中，同一相的上臂侧开关元件和下臂侧开关元件在PWM控制期间进行互补动作。
下面参考图7 (a)及图7 (b)对电流的流动情况进行说明。图 7 (a)示出的是在图6的^v时刻t0到时刻tl这段时间内上臂侧开 关元件51a处于导通状态的情况。已从开关元件51a流入三相无刷 直流电动冲几3的电流通过开关元件51e回流到直流电源中。此时， 磁能累积在三相无刷直流电动机3的定子线圈中。 图7 (b)示出的是在图6的从时刻tO到时刻tl这段时间内上 臂侧开关元件51 a处于断开状态的情况。惯性电流在累积在三相无 刷直流电动机3的定子线圈中的磁能的作用下经由开关元件51d和 三相无刷直流电动机3及开关元件5le回流。 开关元件51d是双向开关。如上所述，当开关元件51d处于断 开状态时，开关元件51d则成为S2是阴极、Sl是阳极、正向上升 电压与第二栅极的阈值电压相等的二极管的状态。因此，当开关元
件51d断开时，惯性电流便从Sl流向S2。结果是，由于高正向上 升电压(1.5V)而产生很大的损耗。另一方面，当双向开关处于导 通状态时，开关元件51d能够作具有无偏置电压的电流一电压特性 的场效应晶体管用。在图6所示的从时刻t0到时刻tl这段时间内， 当开关元件51a处于断开状态时，开关元件51d就处于导通状态， 所以开关元件51d作场效应晶体管用，通态电压就低。结果是，惯 性电流流动时的功耗减少。而且，能够大幅度地减少起因于二极管 的发热，从而能够简化冷却机构，并能够实现变频器的高效率化。 当然是这样设定双向开关作场效应晶体管用时的通态电阻的，即， 所设定的该通态电阻要能够使双向开关作场效应晶体管用而使惯性 电流流动时的通态电压比双向开关作二极管用时的通态电压低。 在上述说明中，仅对U相的P丽控制期间进行了说明，但剩下 的两相也一样，说明省略不提。 在图6中，优选，同一相的开关元件51a和51d在自己的P丽 控制期间等对方完全处于断开状态或者几乎处于断开状态以后再成 为导通状态。优选，在该切换期间内设定一开关元件51a和51d都 断开的滞后时间(dead Ume)。设置这样的滞后时间，就能够防止两个开关元件同时成为导通状态而引起电源短路、产生很大的功耗
等。此外，在滞后时间由双向开关构成的开关元件51d也成为作二 极管用的断开状态。因此，能够使惯性电流从Sl流向S2，也就不 会急剧地切断流入电感的电流。结果是，能够防止开关元件51d损 坏。此外，对U相的开关元件的工作情况进行了说明，V相及W相 的开关元件的工作情况也一样。此外，图6中，PWM-U、 PWM-V、PWM-W 分别表示各相的P丽控制期间。
需提一下，开关元件51d、 51e、 51f中没有寄生二极管，惯性 电流在开关元件自身中流动。因此，在让开关元件作为二极管工作 的情况下，开关元件表示出比FRD更优良的恢复特性。结果是，能 够使起因于恢复电流的开关损耗减少，从而能够使变频器的损耗减 少。 此外，因为通常情况下没有电流在开关元件51a的寄生二极管 中流动，所以没有发热。也就是说，能够用M0S晶体管等普通晶体 管作开关元件51a。因此，只控制一个栅极即可，栅极电路的构成 就会很简单了。 图1中示出的是用M0S晶体管作上臂侧开关元件时的例子。以 下几种情况都是可以的用将惯性二极管逆连接在IGBT上构成的元 件作上臂侧开关元件；用将惯性二极管逆连接在双极型晶体管上构 成的元件作上臂侧开关元件；用将惯性二极管逆向并列连接在使用 了氮化物半导体的常关型场效应晶体管上构成的元件作上臂侧开关 元件。在使用了氮化物半导体的常关型场效应晶体管的情况下，可 以象在第二实施方式中所说明的那样不连接惯性二极管。
需提一下，由于下臂侧开关元件即双向开关能够作二极管用， 所以不需要在外部逆向并列连接用以使惯性电流流动的二极管。结 果有利之处就是能够以更低的成本构成变频电路。 需提一下，本实施方式示出的例子的情况如下利用开关元件 51d、 51e及51f进行互补动作，由此从作为二极管工作的状态变化 到作为晶体管工作的状态。但亦可不进行亙补动作。具体而言，在 PWM-U期间，开关元件51d仅作为二极管工作即可；在PWM-V期间，开关元件51e仅作为二极管工作即可；在PWM-W期间，开关元件51f 仅作为二极管工作即可。(第一实施方式的第1变形例)
第一实施方式中叙述的是使上臂侧开关元件为MOS晶体管， 使下臂侧开关元件为双向开关，对上臂侧开关元件进行P丽控制的 情况。在本变形例中，对使上臂侧开关元件为双向开关，使下臂侧 开关元件为MOS晶体管，对下臂侧开关元件进行PWM控制的情况进 行说明。该情况下的电路图如图8所示，时序图如图9所示。 三相变频电路7是一将所施加的直流电压转换为三相交流电 压，并将三相交流电压输出给三相无刷直流电动机3的直交流转换 电路。三相变频电路7具有由双向开关元件构成的开关元件54a — 54c和由MOS晶体管构成的开关元件54d-54f。 开关元件54a是U相的上臂侧开关元件，开关元件54b是V相 的上臂侧开关元件，开关元件54c是W相的上臂侧开关元件。同样， 开关元件54d是U相的下臂侧开关元件，开关元件54e是V相的下 臂侧开关元件，开关元件54f是W相的下臂侧开关元件。 开关元件54a、 54b、 54c即双向开关的S2与直流电源1的正极 相连接，开关元件54a即双向开关的Sl与U相和开关元件54d即 MOS晶体管的漏极相连接；开关元件54b即双向开关的Sl与V相和 开关元件54e即MOS晶体管的漏极相连接；开关元件54c即双向开 关的Sl与W相和开关元件54f即MOS晶体管的漏极相连接。开关元 件54d、 54e、 54f即双向开关的Sl与直流电源1的负极相连接。 是开关元件54a、 54b、 54c的双向开关上连接有双向开关用栅 极电路55a、 55b、 55c，该栅极电路与第一实施方式中所说明的栅 极电路可以是同一种电路。 是开关元件54d、 54e、 54f的MOS晶体管上分别连接有栅极电 路55d、 55e、 55f,此情况乃众所周知。 参考图8，对在这样的三相变频电路7中由栅极控制器9进行 的120度通电方式的PWM控制工作进行说明。
按顺序每隔120度的电动机角度便对下臂侧开关元件54d-54f进行一次PWM控制，在每个120度的电动机角度内让上臂侧开关元 件54a-54c中连续有电流流动。这样做，就能够与第一实施方式中 的变频电路一样，抑制在二极管产生的损耗，从而抑制发热。其结 果，能够使变频电路高效率化且能够使冷却机构更小。 (第二实施方式)
下面，参考附图对本发明第二实施方式进行说明。(1)电动机驱动电路的构成
下面，参考图10对本实施方式所涉及的电动机驱动电路进行说 明。图IO是表示驱动三相无刷直流电动机的电动机驱动电路的图。 如图IO所示，自直流电源1将直流电供给第二实施方式中的电动机 驱动电路2，电动才几驱动电路2驱动由永久磁4夹型同步机构成的三 相无刷直流电动一几。 电动机驱动电路2包括平滑电容器4、三相变频电路8以及 栅极控制器9。 三相无刷直流电动机3 ，由U相线圏、V相线圈、W相线圈星形 连接(或者三角形连接)而成，转子上装有规定对数的励磁磁铁。 三相变频电路8是一个直交流转换电路，将自直流电源l施加 来的直流电压转换为三相交流电压，并将该三相交流电压输出给三 相无刷直流电动机3。三相变频电路8具有是双向开关的开关元件 56a — 56f。这里所定义的双向开关是具有将至少一个方向的电流切 断的第 一 工作模式和让电流双向流动的第二工作糢式的开关。 本发明中所用的双向开关具有是第一欧姆电极的漏极(D)、是 第二欧姆电极的源极(S)以及柵极(G)。利用施加在栅极上的电压 和电流控制在漏极和源极之间流动的电流。 开关元件56a是U相的上臂侧开关元件，开关元件56b是V相 的上臂侧开关元件，开关元件56c是W相的上臂侧开关元件。同样， 开关元件56d是U相的下臂侧开关元件，开关元件56e是V相的下 臂侧开关元件，开关元件56f是W相的下臂侧开关元件。 开关元件56a、 56b、 56c的漏极分別与直流电源1的正极相连 接。开关元件56a的源极与U相和开关元件56d的漏极相连接；开关元件56b的源极与V相和开关元件56e的漏极相连接；开关元件 56c的源极与W相和开关元件56f的漏极相连接。开关元件56d、56e、 56f的源极与直流电源1的负极相连接。 开关元件56a、 56b、 56c上分别连接有上臂侧的栅极电路57a、 57b、 57c。上臂侧的栅极电路包括电平位移电路、浮置栅极驱动电 路以及栅极偏压用绝缘电源。其中的所述电平位移电路，能够与输 入信号的基准电位电绝缘，将信号传达给电位不同的电路。自栅极 控命〗器输入的控制信号经由电平位移电路输入到栅极电路中，从绝 缘电源供来的电压和电流施加在开关元件的栅极和源极之间，栅极 电路由此对开关元件56a、 56b、 56c进行控制。使用众所周知的电 路作这些栅极电路即可。 开关元件56d、 56e、 56f上分別连接有下臂侧的栅极电路57d、 57e、 57f。下臂侧的栅极电路具有栅极驱动电路和栅极偏压用电源。 从栅极控制器输入的控制信号输入到栅极电路中，从电源供来的电 压和电流施加在开关元件的栅极和源4及之间，栅极电路由此对开关 元件56d、 56e、 56f进行控制。使用众所周知的电路作这些栅极电 路即可。 栅极控制器9是用以对三相无刷直流电动机3进行120度通电 型PWM控制的控制电路，具体而言，栅极控制器9经由栅极电路 57a-57f控制开关元件56a-56f的导通状态和断开状态。栅极控制 器9是众所周知的栅极控制器，说明省略不提。 此外，柵极控制器9根据三相无刷直流电动机3的旋转角度对 各相的开关元件56a-56f的导通状态和断开状态进行切换。因此， 栅极控制器9根据由三相变频电路8输出的三相交流电压或者电流 边推测三相无刷直流电动机3的旋转角度，边进行通电相位切换控 制。还可以在三相无刷直流电动机3中设置同步分解器等旋转角度 传感器，根据该旋转角度传感器的输出信号进行通电相位切换控制。 优选柵极控制器9根据从外部输入的转矩指令等进行使三相无 刷直流电动机3所产生的转矩与从外部输入的转矩一致的转矩控 制。为实现该转矩控制这样做即可例如检测由三相变频电路8输出的三相交流电流，在每一个电动机角度2TT / 3对上臂侧开关元件
56a — 56c进行一次PWM控制，使该已检测出的电流与相当于上述转 矩指令的目标电流一致。(2)开关元件的结构和工作情况
参考附图对本发明第二实施方式所用的双向开关即开关元件进 行说明。图11 (a)及图11 (b)示出了本实施方式所涉及的开关元 件的构造。图11 (a)示出了开关元件俯视时的构造，图11 (b)示 出了沿图ll (a)中的XIb — XIb线剖开的开关元件的剖面结构。 如图11所示，第二实施方式中的开关元件是使用了氮化物半导 体的常关型异质结场效应晶体管。是异质结场效应晶体管的半导体 元件30，在由硅(Si)制成的村底31上形成有半导体层叠层体33， 衬底31与半导体层叠层体33之间夹有緩冲层32,緩冲层32的厚 度为2//m，由厚度lOrnn的氮化铝(A1N)层和厚度10nm的氮化镓 (GaN)层交替叠层而成。第一半导体层34和第二半导体层35按照 先第一半导体层34、后第二半导体层35的顺序自衬底一侧叠层， 构成半导体层叠层体33。其中第二半导体层35的带隙比第一半导 体层34的大。在本实施方式中，第一半导体层34是厚度2#in的非 掺杂氮化镓(GaN)层，第二半导体层35是厚度20nm的n型氮化铝 镓(AlGaN)层。
在第一半导体层34的与第二半导体层35的异质界面附近由自 发极化与压电极化产生电荷。这样便生成载流子面密度在IX 1013_2以上且迁移率在1000cm2V/s以上的二维电子气体(2DEG) 层即沟道区域。 在半导体层叠层体33上形成有会成为源极的第一欧姆电极36A 和会成为漏极的第二欧姆电极36B，第一欧姆电极36A及第二欧姆 电极36B 二者间留有间隙。第一欧姆电极36A及第二欧姆电极36B 由钛(Ti)与铝(Al)叠层而成，与沟道区域形成欧姆结。图11 中示出的例子是这样的为使接触电阻减小，去掉第二半导体层35 的一部分，且将第一半导体层34下挖40nm左右，形成了与第二半 导体层35和第一半导体层34的界面接触的第一欧姆电极36A及第二欧姆电极36B。此外，第一欧姆电极36A及第二欧姆电极36B也 可以形成在第二半导体层35上。
在第一欧姆电极36A上形成有由金(Au)和钛(Ti)制成的第 一欧姆电极布线61,该第一欧姆电极布线61与第一欧姆电极36A 电连接；在第二欧姆电极36B上形成有由金(Au)和钛(Ti)制成 的第二欧姆电极布线62，该第二欧姆电极布线62与第二欧姆电极 36B电连接。 选择n型第二半导体层35上的第一欧姆电极36A和第二欧姆电 极36B之间的区域并在该区域形成是p型半导体层的控制层39。在 控制层39上形成有栅电极38，栅电极38分别由钯(Pd)和金(Au) 叠层而成，栅电极38与控制层39欧姆接触。 形成有由氮化硅(SiN)制成的保护膜37，该保护膜37覆盖第 二半导体层35及控制层39。形成保护膜37，就能够消除将成为所 谓的电流崩塌之原因的缺陷，从而能够改善电流崩塌。 控制层39的厚度为300nm，由掺杂有镁(Mg)的p型氮化镓形 成。控制层39与第二半导体层35形成pn结。因此，在是源极的第 一欧姆电极36A和栅电极38之间的电压为例如0V的情况下，因为 耗尽层从由p型氮化镓制成的控制层39开始扩大到沟道区域中，所 以能够将在沟道中流动的电流切断。结果是，能够实现所谓的常关 型半导体元件。使各个半导体层的厚度为上述例子中所述的厚度以 后，阈值电压便成为1.5V。 如图11所示，本实施方式中的半导体元件30是多指型场效应 晶体管。能够将半导体元件30看成是具有多个由第一欧姆电极36A、 栅电极38以及第二欧姆电极36B构成的单元的半导体元件，相邻两 个单元中的一个单元的栅电极38和第二欧姆电极36B与另一个单元 的栅电极38和第二欧姆电极36B以第一欧姆电极36A为中心对称排 歹'J，且栅电极38与第一欧姆电极36A靠得近，第二欧姆电极36B 与第一欧姆电极36A离得远。 半导体元件30中形成有活性区域65和非活性区域66。活性区 域65中形成有元件；非活性区域66中形成有垫电极及布线结构。非活性区域66是注入硼等的离子，逸摔半导体叠层体33并将该半 导体叠层体33高电阻化了的区域。 非活性区域66上形成有由金(Au)制成的第一欧姆电极垫67、 第二欧姆电极垫68以及栅电极垫69，非活性区域66和第一欧姆电 极垫67、第二欧姆电极垫68以及栅电极垫69之间夹有由氮化硅制 成的绝缘膜(未示)。第一欧姆电极布线61与第一欧姆电极垫67 电连接，第二欧姆电极布线62与第二欧姆电极垫68电连接。与栅 电极38电连接的第一栅电极布线63与栅电极18的材料相同，经由 形成在绝缘膜上的开口部与栅电极垫69电连接。将半导体元件30 做成这样的结构，就能够使场效应晶体管的栅极宽度非常大，因此 能够构成能够承受很大电流的场效应晶体管。 半导体元件30中，栅电极38形成在具有p型导电性的控制层 39上。因此，从柵电极38向生成在第一半导体层34与第二半导体 层35的界面区域的沟道区域施加正向偏压，便能够将空穴注入到沟 道区i或内。 在氮化物半导体中空穴的迁移率比电子的迁移率低很多，所以 注入到沟道区域的空穴几乎不会对电流的流动起作用。于是，因为 已注入的空穴会导致在沟道区域内产生数量相同的电子，所以使电 子产生在沟道区域内的效果提高。结果是，已注入的空穴能够发挥 出施主离子一样的作用。也就是说，因为能够在沟道区域内对载流
子浓度进行调制，所以能够实现工作电流大、电阻低的常关型氮化 物半导体开关元件。 在施加了超过pn结的内建电势的3V以上的柵极电压的情况下， 空穴被注入半导体元件30的栅极中，电流在上述机理下增加。因此， 半导体元件30能够承受很大的电流且通态电阻小。 图12是表示半导体元件30的电流一电压特性的图。图12中， 横轴表示第一欧姆电极36A和第二欧姆电极36B之间的电压 (Vs2sl)，纵轴表示在每单位栅极宽度(lmm)的第二欧姆电极36B 与第一欧姆电极36A之间流动的电流(Is2sl)， Vgsl是栅电极38 和第一欧姆电极36A之间的电压。这里，Vs2sl的正负是这样决定的当第二欧姆电极36B的电位比第一欧姆电极36A的电位高时，设Vs2sl为正；当第一欧姆电极36A的电位比第二欧姆电极36B的电位高时，则设Vs2sl为负。Is2sl的正负是这样决定的设从第二欧姆电极36B流向第一欧姆电极36A的电流为正；设从第一欧姆电极36A流向第二欧姆电极36B的电流为负。
在Vgsl是阈值电压以下的0伏电压的情况下，半导体元件30能够实现第一动作，即，将从第二欧姆电极36B流向第一欧姆电极36A的电流切断，让从第一欧姆电极36A流向第二欧姆电极36B的电流流动。能够实现第一动作的理由如下在Vs2sl为正的区域，耗尽层从起栅极作用的p型控制层39扩大到半导体叠层体33中，将从是漏极的第二欧姆电极36B流向是源极的第一欧姆电极36A的电流切断了 。 在Vs2sl为负的区域，因为第一欧姆电极36A的电位比第二欧姆电极36B的电位高，所以能够将半导体元件30看作第一欧姆电极36A为漏极、第二欧姆电极36B为源极的晶体管。例如在Vs2sl为-3V的情况下，是漏极的第一欧姆电极36A和栅电极38的电位相同，与是源极的第二欧姆电极36B之间的电压成为3V。因此，阈值电压以上的电压3V便施加在栅极和源极之间，能够将半导体元件30看作3V的电压施加在漏极和源极之间的晶体管。因此，能够使电流从是漏极的第 一 欧姆电极3 6A流向是源极的第二欧姆电极3 6B 。在电流从第一欧姆电极36A流向第二欧姆电极36B之际产生偏置电压，该偏置电压对应于栅极的阈值电压，为1.5V。 另一方面，在Vgsl是阈值电压以上的电压5V的情况下，半导体元件30能够进行在没有偏置电压的电流一电压特性下让电流在第一欧姆电极36A和第二欧姆电极36B之间双向流动的第二动作。能够实现第二动作的理由如下因为耗尽层未从起栅极的作用的p型控制层39扩大到半导体层叠层体33中，所以能够让电流在沟道区域中双向流动。
需提一下，半导体元件30的阈值电压随沟道区域的载流子浓度的变化而变化。因此，例如增加是AlGaN层的第二半导体层35的厚度或者增大铝的組成比，沟道区域中的载流子浓度就会提高，也就能够将阈值电压减小到例如0. 5V。这样做以后，起因于阈值电压的偏置电压就会下降，因此在Vgsl在阈值电压以下的情况下，能够使
电流从第一欧姆电极36A流向第二欧姆电极36B之际的通态电阻减 需提一下，在阈值电压以下的电压例如0V的电压施加在柵极上的情况下，即使在Vs2sl为正的区域且Vs2sl成为例如300V的高电压，半导体元件30也能够以1x10—6A / mm以下的小切断电流维持断开状态。 如上所述，在阈值电压以下的电压施加在栅电极38上的情况下，半导体元件30的工作情况就与被看作是以第二欧姆电极36B为阴极、以第一欧姆电极36A为阳极的二极管的工作情况一样。 半导体元件30作为二极管工作之际的恢复特性如图13所示。在图13中，纵轴表示为阴极的漏极和为阳极的源极之间的电流(Ids),横轴表示时间。而且，Ids的正负与上述的正负方向相同。测量之际，是4安培的电流流过后，再施加高电压的。很明显，如图13所示，让半导体元件30作为二极管工作之际的恢复电流比通常的FRD的恢复电流小。也就是说，在将半导体元件30用在变频电路中的情况下，因为半导体元件30本身作为惯性二极管工作，所以不需要外装的惯性二极管。在半导体元件30作为惯性二极管工作之际，能够使恢复电流比现有的FRD小很多。结果是，与现有的外装了 FRD的IGBT相比，能够使开关损耗减小。 因为半导体元件30是使用了氮化物半导体的异质结场效应晶体管，所以半导体元件30能够作为这样的恢复电流非常小的二极管工作。通常的用硅制成的MOS场效应晶体管结构上一定存在主体二极管(body diode)。因为存在主体二极管，所以在用MOS场效应晶体管作开关元件用的情况下，无需外装惯性二极管。但是，主体二极管是pn结二极管，它的恢复电流比FRD的大很多。结果是，由于恢复电流弓1起的功耗增大，发热也就不能够减少。(4)变频电路的工作情况
31以下，参考图14所示的时序图对图10中的栅极控制器9所进行的120度通电方式的PWU空制工作进行说明。 电动机角度2 7T /3的P丽控制期间依次赋予给上臂侧开关元件56a — 56c。 PWM控制期间被分割为脉冲期间即规定的载体频率的倒数，使上臂侧开关元件在各个脉冲期间所设定的规定脉宽期间为导通状态，使上臂侧开关元件在各个脉冲间隔期间为断开状态，调节该脉宽期间，这样来进行PWM控制。 在时刻t0 — t2，上臂侧开关元件56a被P丽控制，在下一个时刻t2—t4,上臂侧开关元件56b被PMH空制，在下一个时刻t4一t6，上臂侧开关元件56c被P丽控制。也就是说，tO — t2是开关元件56a的PWM控制期间，t2 — t4是开关元件56b的P丽控制期间，t4一t6是开关元件56c的P丽控制期间。在时刻t5 — tl，下臂侧开关元件56e中一直通电，在下一个时刻tl一t3，下臂侧开关元件56f中一直通电，在下一个时刻t3 — t5，下臂侧开关元件56d中一直通电。也就是说，t5 — tl是开关元件56e的连续通电期间，tl一t3是开关元件56f的连续通电期间，13 — 15是开关元件56d的连续通电期间。 在PWM控制期间内，使下臂侧开关元件56d-56f在与它们属于同一相的上臂侧开关元件56a — 56c的断开期间，即脉冲间隔期间为导通状态；使下臂侧开关元件56d-56f在与它们属于同 一相的上臂侧开关元件56a — 56c的导通期间，即脉宽期间为断开状态。也就是说，在本实施方式中，同一相的上臂侧开关元件和下臂侧开关元件在P丽控制期间进行互补动作。 下面参考图15 (a)及图15 (b)对电流的流动情况进行说明。图15 (a)示出的是在图IO的从时刻tO到时刻tl这段时间内上臂侧开关元件56a处于导通状态的情况。已从开关元件56a流入三相无刷直流电动机3的电流通过开关元件56e回流到直流电源中。此时，磁能累积在三相无刷直流电动机3的定子线圈中。 图15 (b)示出的是在图10的从时刻t0到时刻tl这段时间内上臂侧开关元件56a处于断开状态的情况。惯性电流在累积在三相无刷直流电动机3的定子线圈中的磁能的作用下经由开关元件56d和三相无刷直流电动才几3及开关元件56e回流。 开关元件56d是双向开关。如上所述，在断开时(Vgs=0V)，能够将开关元件56d看作漏极为阴极、源极为阳极的二极管。因此，当开关元件56d断开时，惯性电流便从源极流向漏极。结果是，虽然在现有的变频电路中是惯性电流在外装的惯性二极管中流动，但本发明却因为能够对开关元件56d通电，所以本发明中不设置外装的惯性二极管亦可。 在惯性电流从开关元件56d的源极流向漏极的情况下，若Vgs成为0V，就会由于偏置电压(1. 5V)而产生通电损耗。此时，若使开关元件56d成为导通状态(Vgs=5V),开关元件56d能够在无偏置电压的电流一电压特性下让惯性电流流动。结果是，通态电压小，能够使惯性电流流动，从而能够使变频电路的功耗减少。而且，能够大幅度地减少在现有的变频电路中所产生的起因于惯性二极管的发热，因而能够简化冷却机构且能够实现变频电路的高效率化和小
动时的通态电压比双向开关作为二极管工作时的通态电压低。
在上述说明中，仅对U相的P而控制期间进行了说明，但剩下
的两相也一样，说明省略不提。
在图14中，优选，同一相的开关元件56a和56d在自己的PWM
为导通状态。优选，在该切换期间内设定一开关元件56a和56d都断开的滞后时间。设置这样的滞后时间，就能够防止两个开关元件同时成为导通状态而引起电源短路、产生很大的功耗等。此外，在滞后时间由双向开关构成的开关元件56d也成为作为二极管工作的断开状态。结果是，能够使惯性电流从源极流向漏极，不会急剧地切断流入电感的电流，能够防止开关元件56d损坏。此外，对U相的开关元件的工作情况进行了说明，V相及W相的开关元件的工作情况也一样。此外，图14中,PWM-U、 PWM-V、 P丽-W分别表示各相的PWM控制期间。
需提一下，图14:中，开关元件56d-56f与开关元件56a-56c进行互补动作，但不进行互补动作亦可。具体而言，在PWM-U期间，可以是开关元件56d仅作为二极管工作；在PWM-V期间，可以是开关元件56e仪作为二极管工作；在PWM-W期间，可以是开关元件56f仅作为二极管工作。 在本实施方式中说明的是120度通电方式的PWM控制。除此以夕卜，在180度通电方式下进行同样的互补动作，也能够收到同样的效果。而且，在180度通电方式下，电动4几可以是三相感应电动才几。 需提一下，可以在图IO所示的电动机驱动电路中的各个开关元件中并列连接上非线性电阻或者齐纳二极管等浪涌吸收元件。做成这样的结构后，则在由于打雷或者电源异常等超过了开关元件的击穿电压的高电压从外部瞬间地施加在开关元件上的情况下，能够吸收浪涌。此时，优选浪涌吸收元件的钳位电压比所连接的开关元件的击穿电压高。 上臂侧开关元件56a-56c可以使用MOS晶体管、并列连接FRD构成的IGBT等。在该情况下，也会因为下臂侧开关元件56d-56f不需要惯性二极管，而能够使部件的数量减少。 需提一下，可以用自举电路作上臂侧开关元件56a-56c的栅极偏压用电源。 在第二实施方式中，也可以象在第一实施方式的第1变形例所示的那样对下臂侧开关元件进行PWM控制。 需提一下，在各个实施方式及变形例中，说明的是120度通电方式的PWM控制。除此以外，在180度通电方式下进行同样的互补动作，也能够收到同样的效果。 需提一下，本发明中所用的双向开关是用p型半导体制成的常关型开关元件，但本发明中所用的双向开关也可以是具有用镍等形成的肖特基结柵电极的常开型双向开关。在该情况下，栅极电路使用负偏压电路，当双向开关处于断开状态时，将负偏压施加在柵电极上。还可以在栅电极和半导体叠层体之间形成二氧化硅绝缘膜或者氮化铝绝缘膜等，制成MIS结构。一产业实用性一 本发明所涉及的电动机驱动电路，能够降低因恢复电流引起的
开关损耗及开关元件的通电损耗，作为三相电动机的电动机驱动电 路等用处很大。
权利要求
1.一种电动机驱动电路，是一个驱动三相电动机的电动机驱动电路，包括具有驱动所述三相电动机的各相的上臂的三个上臂侧开关元件和驱动各相的下臂的三个下臂侧开关元件的三相变频电路，其特征在于所述下臂侧开关元件和所述上臂侧开关元件中至少一种开关元件是半导体元件，包括半导体层叠层体，由形成在衬底上的氮化物半导体制成，第一欧姆电极及第二欧姆电极，形成在所述半导体层叠层体上，第一欧姆电极及第二欧姆电极间留有间隙，以及第一栅电极，形成在所述第一欧姆电极和所述第二欧姆电极之间，所述半导体元件作为二极管工作，将以所述第一欧姆电极的电位为基准所述第一栅电极的阈值电压以下的电压施加在所述第一栅电极上，由此使从所述第一欧姆电极流向第二欧姆电极的电流流动，使从所述第二欧姆电极流向所述第一欧姆电极的电流流动。
2. 根据权利要求1所述的电动机驱动电路，其特征在于所述半导体元件作为双向场效应晶体管工作，将以所述第 一 欧姆电极 的电位为基准比所述第一柵电极的阈值电压高的电压施加在所述第一栅电 极上，由此使从所迷第一欧姆电极流向第二欧姆电极的电流流动，切断从 所述第二欧姆电极流向所述第 一 欧姆电极的电流。
3. 根据权利要求1所述的电动机驱动电路，其特征在于 所述半导体元件的所述第一栅电极的阅值电压在0V以上。
4. 根据权利要求3所述的电动机驱动电路，其特征在于 在所述半导体层叠层体和所述第一栅电极之间具有第一 p型半导体层。
5. 根据权利要求4所述的电动机驱动电路，其特征在于 所述半导体元件具有将由所述第一 p型半导体层和所述半导体层叠层体形成的pn结的内建电势以上的电压施加在所述第一栅电极和所迷第 一欧姆电极之间的工作模式。
6. 根据权利要求3所迷的电动机驱动电路，其特征在于相互不同的规定脉宽调制控制相位期间依次施加给各个所述上臂侧开 关元件，各个所述上臂侧开关元件便在相应的所述脉宽调制控制相位期间 的各个脉宽期间成为导通状态，各个所述下臂侧开关元件在各个脉冲间隔期间成为导通状态，所述各 个脉冲间隔期间是所对应的相的所述上臂侧开关元件的所述脉宽调制控制 相位期间中的所述各个脉冲周期内的所述脉宽期间以外的期间，调制所述各个脉宽期间对所述三相电动机进行脉冲调制控制。
7. 根据权利要求1所述的电动机驱动电路，其特征在于 所述半导体元件在所述第一栅电极和所述半导体层叠层体之间具有第一绝缘膜。
8. 根据权利要求1所述的电动机驱动电路，其特征在于 所述半导体元件具有形成在第一栅电极和第二欧姆电极之间的第二栅电极，将以所述第二欧姆电极的电位为基准所述第二栅电极的阈值电压以上 的电压施加在所述第二栅电极上。
9. 根据权利要求8所述的电动机驱动电路，其特征在于 所述半导体元件具有形成在所述第一栅电极和所迷半导体层叠层体之间的第一绝缘膜和形成在所述第二栅电极和所述半导体层叠层体之间的第 二绝缘膜。
10. 根据权利要求8所述的电动机驱动电路，其特征在于 所述半导体元件的所述第一栅电极及所迷第二柵电极的阈值电压在0V以上。
11. 根据权利要求10所述的电动机驱动电路，其特征在于 具有形成在所述半导体层叠层体和所述第一柵电极之间的第一 p型半导体层和形成在所述半导体层叠层体和所述第二栅电极之间的第二 p型半 导体层。
12. 根据权利要求11所述的电动机驱动电路，其特征在于 所述半导体元件具有将由所述第一 p型半导体层和所述半导体层叠层体形成的pn结的内建电势以上的电压施加在所述第一栅电极和所述第一欧姆电极之间的工作模式，和将由所述第二p型半导体层和所述半导体层叠层体形成的pn结的内建电势以上的电压施加在所述第二栅电极和所述第二欧姆电极之间的工作模式。
13. 根据权利要求10所述的电动机驱动电路，其特征在于 相互不同的规定脉宽调制控制相位期间依次施加给各个所述上臂侧开关元件，各个所述上臂侧开关元件便在相应的所述脉宽调制控制相位期间 的各个脉宽期间成为导通状态，各个所述下臂侧开关元件在各个脉冲间隔期间成为导通状态，各个脉 冲间隔期间是所对应的相的所述上臂侧开关元件的所述脉宽调制控制相位 期间中的所述各个脉冲周期内的所述脉宽期间以外的期间，调制所述各个脉宽期间对所述三相电动机进行脉冲调制控制。
14. 根据权利要求1所述的电动机驱动电路，其特征在于 所述半导体层叠层体具有从所述衬底侧依次叠层的第一半导体层及第二半导体层，所述第二半导体层的带隙比所迷第一半导体层的带隙大。
全文摘要
本发明公开了一种电动机驱动电路。该电动机驱动电路包括三相变频电路(8)。该三相变频电路(8)中包括驱动三相电动机(3)的各相的上臂的三个上臂侧开关元件(56a-56c)和驱动各相的下臂的三个下臂侧开关元件(56d-56f)。上臂侧开关元件(56a-56c)及下臂侧开关元件(56d-56f)中至少一种开关元件是作为二极管工作的半导体元件。作为二极管工作就是将以第一欧姆电极S的电位为基准栅电极G的阈值电压以下的电压施加在栅电极G上，使从第一欧姆电极S流向第二欧姆电极D的电流流动，将从第二欧姆电极D流向第一欧姆电极S的电流切断。
文档编号H02P6/08GK101689821SQ200880012659
公开日2010年3月31日 申请日期2008年12月2日 优先权日2007年12月7日
发明者上本康裕, 森本笃史, 森田竜夫, 田中毅, 白石松夫, 石川晃一 申请人:松下电器产业株式会社