专利名称：电源装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种根据输入电压产生期望的输出电压的电源装置。
背景技术：
按照惯例，作为根据输入电压产生期望的输出电压的装置，通 过其获得高精度和高效率的开关电源装置通常被广泛地采用。作为与上述内容有关的常规技术的例子，存在属于本发明中请 人的专利文献1、 2:
专利文献l: JP-A-2002-172938 专利文献2: JP-A-2002-l9940
发明内容
要解决的技术问题上述开关电源装置采用LC过滤器来修平由开关操作获得的脉 冲电压，并产生期望的输出电压。因此，为了防止输出电压振荡，需要在 输出电压的反馈控制屮进行恰当的相位补偿，在传统的开关电源装置中， 作为形成LC过滤器的电感器和输出电容器，或者作为连接至误差放大器 的电阻器和电容器，必须使用成本高且大的元件，这带来了成本和装置大 小的增加。考虑到上述问题，本发明的目标是提供一种能够在输出电压的 反馈控制中进行恰当的相位补偿的电源装置。
技术方案为了实现上述目标，本发明的电源装置被构造为(第一结构)包括由脉冲宽度调制信号进行开关控制的输出晶体管，基于输入信号输出矩形波开关电压；参考电压产生电路，用于产生预定的参考电压；误差放大器，依赖于所述开关电压和所述参考电压的反馈电压输入该误差放大器，并且该误差放大器放大所述开关电压和所述参考电压之差，以产生误差电压，并基于电流信号改变它的增益，所述电流信号是基于所述反馈电压和所述参考电压在其中产牛的振荡器，用于产牛振荡信号和比较器，所述振荡信号和所述误差电压输入该比较器，并且该比较器比较所述振荡信号和所述误差电压，以输出脉冲宽度调制信号。在具有上述第一结构的电源装置中，期望的是被如此构造(第二结构)，使得误差放大器包括输入级，所述参考电压和所述反馈电压输入该输入级，并且该输入级输出电压信号；和输出级，来自所述输入级的电压信号输入该输出级，并且该输出级将所述电压信号转化成电流信号；其中阻抗基于所述电流信号的频率而改变的升压电路插入所述输出级中。除此之外，在具有上述第二结构的电源装置中，输出级被构造为包括电流反射镜，其中有利的是如此构造(第三结构)，使得所述输入级处的i乜压信号输入所述电流反射镜的输入侧晶体管，并且升压电路插接在除此之外，在具有上述第三结构的电源装置中，有利的是如此构造(第四结构)，使得升压电路由彼此并联连接的电阻器和电容器组成。此外，根据本发明的电源装置被如此构造(第五结构)，以包括输出晶体管，用于通过经历由脉冲宽度调制信号进行的开关控制，基于输入信号而输出矩形波开关电压；第一端子，用于输出所述开关电压；参考i乜压产生电路，用于产生预定的参考电压；第二端子，依赖于所述开关电压的反馈电压输入该第二端子；误差放大器，从所述第二端子输入的反馈电压和所述参考电压输入该误差放大器，并且该误差放大器放大所述反馈电压和所述参考电压之差，以产生误差电压，并根据电流信号改变它的增益，所述电流信号是基于所述反馈电压和所述参考电压在其中产生的；振荡器，用于产生振荡信号；和比较器，所述振荡信号和所述误差电压输入该比较器，并且该比较器比较所述振荡信号和所述误差电压，以输出脉冲宽度调制信号。
射镜的输出侧晶体管和接地端子之间。[OOll]在这里，有利的是如此构造(第六结构)，使得具有第五结构的电 源装置还包括电感器，它的一端连接至所述第一端子；和电容器，连接 至所述电感器的另一端；其中输出电压从所述电感器的所述另一端输出至 负载。除此之外，有利的是如此构造(第七结构)具有第六结构的电源装 置，使得所述电感器的电感值为1.5 "H，且所述电容器的电容值为10uF。
有益效果尽管结构的成本较低，但根据本发明的电源装置能够在输出电 压的反馈控制中进行恰当的相位补偿。
图1为示出根据本发明的半导体设备的实施方式的方块图。
图2为半导体设备0的外部尺寸示意图。
图3为示出外部端子的管脚编号、端子名称和功能的图表。
图4为示出外部端子的管脚编号、端子名称、等效电路和功能的图表。
图5为用于描述外部端子的端子连接关系的应用电路图。
图6为示出半导体设备10的电特性的图表。
图7为用于描述复位部分B的启动操作的时序图。
图8为示出输出电压的启动波形的时序图。
图9为用于描述DC/DC转换器部分A的过电流检测操作的时序图。 图10为示出结合在LED驱动器部分C中的限流电路C3的结构性实 施例的电路图。
图11为示出输出电流ILEDO和输出电压LEDO之间的关系的相关图示。
图12为用于描述过电压消减功能的时序图。
图13为用于描述UVLO功能的时序图。
图14为用于描述采用CS端子的断开功能的时序图。
图15为示出端子断开时的开关状态的电路图。
6图16为示出旁路电容器CB1、 CB2的配置实施例的示意图。
图17为示出误差放大器的结构性实施例(特别是输出级的外围)的电路图。
图18为示出误差放大器A11的频率特性的图示。
图19为示出恒流源的结构性实施例的电路图。
图20为示出工作频率的温度特性的图示。
图21为示出来自DC/DC转换器部分A的输出纹波的图示。
图22为示出负载电流和转换效率之间的相关性的图示。
图23为示出来自DC/DC转换器部分A的输出峰值噪声的图示。
图24为示出DC/DC转换器部分A的输出负载响应的图示。
附图标记列表
10 半导体设备(系统电源LSI)
A DC/DC转换器部分
A11,A12 误差放大器s
Alia 输入级
Allb 输出级
A21,A22 PWM比较器
A31,A32 控制驱动器
A41,A42 限流电路
A51, A52 P沟道型MOS场效应晶体管
A61, A62 N沟道型MOS场效应晶体管
A7 参考电压产生电路
A8 振荡器
A9 软启动电路
B 复位部分
Bl 复位控制电路
B2 逻辑加法器
B3 npn型双极晶体管Cl 控制器
C2 P沟道型MOS场效应晶体管
C3 限流电路
C3a, C3b 比较器
C3c 检测电阻器
C3d DC电压源
D 电流转换部分
Dl 控制器
D2 P沟道型MOS场效应晶体管
D3 限流电路
L1,L2 电感器
C01，C02 输出电容器
CB1，CB2 旁路电容器
Q1，Q2 叩n型双极晶体管
Rl 电阻器
II 恒流源
BST 升压电路
RBST 电阻器
CBST 电容器
Qa, Qb, Qc npn型双极晶体管
Qd,Qe 叩n型双极晶体管
Ra，Rb，Rc,Re电阻器
具体实施例方式图1为示出根据本发明的半导体设备的实施方式的方块图。
首先，描述本实施方式中的半导体设备10的概述。 [OOIS]图1示出的半导体设备10为用于诸如DVD(数字化视频光盘)、 CD(光盘)等之类的光盘驱动器的系统电源LSI。第一个特征是结合有具有 3.3V输出的同步整流型降压DC/DC转换器。第二个特征是结合有具有1.5V输出的同步整流型降压DC/DC转换器。第三个特征是通过强制每个 通道DC/DC转换器进行反相开关操作而抑制纹波干涉。第四个特征是结 合有软启动功能(lms(典型值))。第五个特征是结合有输出限流器和短路保 护功能。第六个特征是结合有误差放大器的相位补偿功能。第七个特征是 工作频率设为3.0MHz(典型值)。第八个特征是结合有复位电路。第九个特 征是在复位检测中监测模拟电源电压AVCC和DC/DC转换器输出。第十 个特征是结合有用于对复位延迟时间(50ms(典型值))进行计数的计时电 路。第十一个特征是结合有用于LED(发光二极管)驱动器的P沟道型 MOS(金属氧化物半导体)场效应晶体管。第十二个特征是结合了采用P沟 道型MOS场效应晶体管的电流开关。第十三个特征是结合有断开功能。 第十四个特征是使用图2中示出的组装。在这里，图2中描述的尺寸值的 单位为毫米。如图所示，本实施方式中的具有上述特征的半导体设备10集 成有DC/DC转换器部分A;复位部分B; LED驱动器部分C和电流转 换部分D。DC/DC转换器部分A包括误差放大器All、 A12; PWM[脉冲 宽度调制器]比较器A21、 A22;控制驱动器A31、 A32;限流电路A4]、 A42; P沟道型MOS场效应晶体管A51、 A52; N沟道型MOS场效应晶 体管A61、 A61;参考电压产生电路A7;振荡器A8;以及软启动电路A9。 DC/DC转换器部分A使用用于产生1.5V输出电压的第一 DC/DC转换器 和用于产生33V输出电压的第二 DC/DC转换器来产生两信道输出电压。复位部分B包括复位控制电路B1;逻辑加法器B2;以及npnLED驱动器部分C包括控制器Cl; P沟道型MOS场效应晶 体管C2;以及限流电路C3。电流转换部分D包括控制器D1; P沟道型MOS场效应晶体 管D2;以及限流电路D3。此外，本实施方式中的半导体设备IO包括作为确保与外部电连 接的装置的20个外部端子(管脚1至管脚20)。图3为示出外部端子的管脚编号、端子名称和功能的图表。图4为示出外部端子的管脚编号、端子名称、等效电路和功能的图表。DCSW1(管脚l)为产生1.5V输出电压的DC/DC转换器的开关 端子。静屯保护钳位器连接在DCSW1和PGND1端子(管脚5)之间。CSWON端子(管脚2)为电流开关控制端子；当CSWON端子处 于高电平时，电流转换部分C变成导通状态。CSWON端子用作TTL(晶 体管-晶体管逻辑)电平输入端；静电保护电阻器(4kQ(典型值))连接在它的 信号通路中。除此之外，在CSWON端子和AVCC端子(管脚18)之间、以 及CSWON端子和AGND端子(管脚14)之间分别连接有静电保护二极管。 此外，在CSWON端子和AGND端子之间连接有下拉电阻器(100k Q (典型
值))。PVCC1端子(管脚3)为用于产生1.5V的输出电压的DC/DC转 换器的电源输入端。在这里，在PVCC1端子和AVCC端子之间连接有静 电保护二极管。除此之外，在PVCC1端子和PGND1端子之间。以及在 AVCC端子和PGND1端子之间分别连接有静电保护钳位器。XLEDON端子(管脚4)为LED驱动器控制端子；当XLEDON 端子处于低电平时，LED驱动器部分C变成导通状态。XLEDON端子用 作TTL电平输入端；静电保护电阻器(4kQ(典型值))连接在它的信号通路 中。除此之外，在XLEDON端子和AVCC端子之间、以及在XLEDON 端子和AGND端子分别连接有静电保护二极管。此外，在XLEDON端子 和AGND端子之间连接有下拉电阻器(100kQ(典型值))。PGND1端子(管脚5)为用于产生1.5V的输出电压的DC/DC转 换器的GND端子。PGND2端子(管脚6)为用于产生3.3V输出电压的DC/DC转换 器的GND端子。RESERVE1端子(管脚7)为平时不用的备用端子，并且期望的是 平时将它接地。PVCC2端子(管脚8)为用于产生3.3V输出电压的DC/DC转换 器的电源输入端。在这里，在PVCC2端子和AVCC端子之间连接有静电 保护二极管。除此之外，在PVCC2端子和PGND2端子之间，以及在AVCC 端子和PGND2端子之间分别连接有静电保护钳位器。
CS端子(管脚9)为芯片选择端子；当CS端子处于高电平时，半
导体10进入工作状态。CS端子用作TTL电平输入端子；静电保护电阻器 (4kQ(典型值))连接在它的信号通路中。除此之外，在CS端子和AVCC端 子之间，以及在CS端子和AGND端子之间分别连接有静电保护二极管。
DCSW2端子(管脚IO)为用于产生3.3V输出电压的DC/DC转换 器的开关端子。在这里，在DCSW2端子和PGND2端子之间连接有静电 保护钳位器。VDC02端子(管脚ll)为用于产生3.3V输出电压的DC/DC转换
器的反馈端子。备用2端子(管脚12)为平吋不用的备用端子，并且期望的是平 时将它接地。XRESET端子(管脚U)为复位输出端。XRESET端子为集电极 开路输出类型。除此之外，在XRESET端子和AVCC端子之间，以及在 XRESET端子和AGND端子之间分别连接有静电保护二极管。AGND端子(管脚14)为模拟GND端子。VDC01端子(管脚15)为用于产生1.5V输出电压的DC/DC转换
器的反馈端子。XHRST端子(管脚16)为外部复位端子；当XHRST端子处于低 i乜平时，复位部分B进入复位状态。XHRST端子用作TTL电平滞后输入 端子；静电保护电阻器(4kQ(典型值))连接在它的信号通路中。除此之外， 在XHRST端子和AVCC端子之间、以及在XHRST端子和AGND端子之 间分别连接有静电保护二极管。LEDO端子(管脚17)为LED驱动器输出端。AVCC端子(管脚18)为模拟电源端子。CSWI端子(管脚19)为电流开关输入端子。1CSWO端子(管脚20)为电流开关输出端子。接下来，参照图5中示出的应用电路图对外部端子的端子连接 关系进行详细描述。图5为用于描述外部端子的端子连接关系的应用电路图。至于板图案(board pattern),期望的是PVCC1端子、PVCC2端子和AVCC端子连接到所述板上的电源。除此之外，期望的是PGND1端 子、PGND2端子和AGND端子在一个位置处连接至板上的GND。 jt匕外， 期望的是大尺寸的短配线用于PVCC1端子、PVCC2端子和AVCC端子， 以充分降低阻抗。而且，期望的是大尺寸的短配线还用于PGND1端子、 PGND2端子和AGND端子，以充分降低阻抗。至于来自DC/DC转换器 的输出电压(VDC01,VDC02)，如图中所示，期望的是从输出电容器COl， C02的两端引出电压。而且，因为DC/DC转换器的性能受板图案和外围 部件的影响，期望的是充分研究外围电路的设计。至于外部元件，期望的是具有低等效串联电阻的陶瓷电容器用 作旁路电容器CB1, CB2，所述旁路电容器CB1, CB2连接在PVCC端子和 PGND1端子之间，并连接在PVCC端子和PGND2端子之间，并且被设置 为尽可能靠近半导体设备10。除此之外，期望的是诸如电感器，电容器以 及类似的外部元件被设置为尽可能靠近半导体设备10，并且大尺寸的短配 线用于特别是有较大电流流动的地方。图6为示出具有上述结构的半导休设备10的电特性的图表。在 这里，除非另外指出，图6中示出的电特性为PVC.C1^PVCC2:AVCC: 5.0V,环境温度Ta:25"C吋的数值。接下来，描述具有上述结构的半导体10的各种功能。首先，描述DC/DC转换器部分A的功能。DC/DC转换器部分A包括用于产生第一输出电压VDCOl的 第一同步整流型DC/DC转换器；用于产生第二输出电压VDC02的第二 同步整流型DC/DC转换器。需要作为外部元件的是降压电感器Ll, L2(推荐1.5wH);输 出电容器COl, C02 (推荐10uF);和分别连接在PVCC1端子和PGND1 端子之间、以及PVCC2端子和PGND2端子之间的旁路电容器CB1, CB2 (推荐10tiF)(见图5)。DC/DC转换器部分A在UVLO(欠压锁定)释放电压(3.75V(典型 值))处开始工作。误差放大器AU放大施加至正相输入端(+)的参考电压VREF和 施加至倒相输入端(一)的输出电压VDC01之间的差异，以产生误差电压
12Verrl 。 PWM比较器A21将施加至第一正相输入端(+)的误差电压Verrl和 施加至第二正相输入端(+)的软启动电压Vss中较低的一个与施加至倒相 输入端(一)的锯齿波电压Vsaw进行比较，并产生比较信号Vcmpl，其具 有与比较结果一致的占空比。控制驱动器A31基于比较信号Vcmpl对晶 体管51,61进行打开/关闭控制，以在DCSW1端子处产生脉冲电压。它由 外部LC过滤器(图5中的Ll, C01)进行修平，以便产生第一输出电压 VDCOi(1.5V(典型值))。误差放大器A12放大施加至倒相输入端(一)的参考电压VREF 和施加至正相输入端(一)的输出电压VDC02之间的差异，以产生误差电 压Verr2。PWM比较器A22将施加至第一倒相输入端(一)的误差电压Verr2 和施加至第二倒相输入端(一)的软启动电压Vss中较低的一个与施加至正 相输入端(+)的锯齿波电压Vsaw进行比较，并产生比较信号Vcmp2，其具 有与比较结果一致的占空比。控制驱动器A32基于比较信号Vcmp2进行 晶体管52，62的打开/关闭控制，以在DCSW2端子处产生脉冲电压。它由 外部LC过滤器(图5屮的L2， C02)进行修平，以便产生第二输出电压 VDCO2(3.0V(典型值》。DC/DC转换器部分A如此构成，以在彼此反相时进行第一和第 二 DC/DC转换器的打开/关闭控制。根据这种结构，可以抑制第一和第二 DC/DC转换器之间的纹波干涉。除此之外，关于来自DC/DC转换器部分A的最大输出电流， 为了它不超过可接受的损耗，假设约为500mA。此外，在DC/DC转换器部分A的启动时间，为了逐渐升高第 一输出电压VDC01和第二输出电压DVC02，通过软启动电路 A9(1.0.ms(典型值))的操作对晶体管51， 61和晶体管52， 62进行开关控制。具体地，因为输出电压VDC01, VDC02在DC/DC转换器部分 A启动后立即变为零，误差电压Verrl， Verr2变为非常大。因此，如果误 差电压Verrl, Verr2与锯齿波电压Vsaw进行比较，比较信号Vcmpl， Vcmp2 的占空比变得极其大，以致在负载中流动了过电流。为了阻止这种情况，本实施方式中的半导体设备IO如此构成， 使得除了误差电压Verrl, Verr2之外，软启动电压Vss也输入到PWM比较
13器A21,A22中；如果软启动电压Vss低于误差电压Verrl, Verr2，则不根 据误差电压Verrl, Verr2确定比较信号Vcmpl, Vcmp2的占空比，而是根据 软启动电压Vss和锯齿波电压Vsaw之间的比较结果确定比较信号Vcmpl, Vcmp2的占空比。在本实施方式的半导体设备10中，软启动电路A9如此构成， 以在电容器流过预定的电流，由此产生软启动电压Vss，其在设备启动之 后开始缓慢上升。如上所述，根据具有软启动电路A9的结构，可以在设备启动 时防止过电流流入负载中。接下来，描述复位部分B的功能。复位部分B为将复位信号传递至结合在设备中的DSP(数字信 号处理器)等的装置。对应于复位信号的输出端子的XRESET端子为晶体 管B3的集电极开路输出，并且需要上拉电阻器R(10kQ)作为外部元件(见 图5)。如果复位控制电路Bl检测到模拟电源电压AVCC等于或小于 3.7V(典型值)或第二输出电压VDC02等于或小于2.7V(典型值)时，复位 控制电路Bl将施加至逻辑加法器B2的第一输入端子的控制信号拉为高 电平，以打开晶体管B3。因此，XRESET端子变为低电平(复位状态)。除此之外，在半导体设备10启动时，在检测到模拟电源电压 AVCC和第二输出电压VDC02启动之后，在由结合在半导体设备10中的 计时电路(未示出)计数50ms(典型值)之后，复位控制电路B1断开晶体管 B3，以将XRESET端子拉为高电平(复位释放)。图7为用于描述复位部分B的启动操作的时序图，并且AVCC 端子、VDC01端子、VDC02端子和XRTESET端子处的各个波形从上顺 序示出。除此之外，XHRST端子连接至逻辑加法器B2的第二输入端子 (倒相输入端子)。因此，通过将XHRST端子拉为低电平，晶体管B3变为 导通状态，而不依赖于来自复位控制电路B1的控制信号；XRESET端子 被拉为低电平(复位状态)。在这里，在采用XHRST端子进行复位控制的 情况中，上述计时电路(50ms(典型值))不工作。
接下来，描述LED驱动器部分C的功能。LED驱动器部分C为对结合在设备中的LED的打开和关断进 行控制的装置，并且其在XLEDON端子处于低电平时进入导通状态。结 合在LED驱动器部分C中的晶体管C2的导通电阻等于10Q ，且假定最 大输出电流约为50mA。接下来，描述电流转换部分D的功能。电流转换部分D为对结合在设备中的拾波器(特别是激光二极 管)的电力的打开/关闭进行控制的装置，其在CSWON端子处于高电平时 进入导通状态。使用电流转换部分D，其中模拟电源电压AVCC等施加至 CSWI端子侧而负载连接至CSWO端子侧。除此之外，结合在电流转换部 分D中的晶体管D2的导通电阻等于l.OQ ，并且假设最大输出电流约为 100mA。如上所述，本实施方式中的半导体设备IO如此构成，使得除两 通道DC/DC转换器部分A之外，还结合复位部分B、 LED驱动器部分C 和电流转换部分D。根据这种结构可以在一个芯片上形成系统电源IC的 外围电路组，并且容易组成DVD和CD的电源部分。除此之外，与其中复位部分B、 LED驱动器部分C和电流转换 部分D都由单独的IC形成或由离散部件形成的结构相比，根据本实施方 式中的半导体设备IO，它可以实现设备尺寸的减小，提高响应速度，并降 低功率消耗。接下来，描述输出电压VDC01, VDC02的启动。
图8为示出输出电压的启动波形的时序图，并从上开始顺序地 示出电源端子(PVCC, AVCC)、 VDC02端子、VDC01端子、XRESET端 子、XHRSET端子、CSWO端子和LEDO端子处的各自的波形。图8示 出了 CS = 5V、 CSWON = 5V而XLEDON = OV的情况中的性能。当电源端子(PVCC, AVCC)处的电压电平达到3.75V时，UVLO 被释放，DC/DC转换器部分A开始工作。在这里，第一DC/DC转换器和 第二 DC/DC转换器同时启动。软启动周期设为lms。除此之外，在半导 体设备0启动时，期望的是将DC/DC转换器部分A的各个输出设为轻负 载状态。
复位部分B监测模拟电源电压AVCC和第二输出电压VDC02 二者，并且在它们分别达到3.7V和2.7V后再过去预定时间(50ms)之后将 XRESET端子拉为高电平(复位释放)(见图7)。在复位状态释放之后，例如，如果第二输出电压VDC02变成 低于2.7V，则复位部分B将XRESET端子拉为低电平(复位状态)；随后， 如果第二输出电压VDC02超过2.8V，在从该时间点起过去50ms之后， 复位部分B将XRESET端子拉为高电平(复位释放)。另一方面，因为没有 监测第一输出电压VDCOl，即使它下降，XRESET端子也不被拉为低电除此之外，关于由XHRST端子复位的主机，在XHRST端子保 持为低电平期间，复位部分B将XRESET端子拉为低电平(复位状态)；在 XHRST端子被拉回到高电平的时间点，复位部分B立刻将XRESET端子 拉为高电平(复位释放)。然而，由XHRST端子复位的主机在从由电压监 测的复位释放开始的50ms期问内被保持为无效。接下来，描述过电流/短路保护功能。作为用于实现过电流/短路保护功能的装置，限流电路A41， A42, C3和D3分别连接至控制DC/DC转换器部分A、 LED驱动器部分C和电 流转换部分D的各个输出操作的控制驱动器A31, A32、控制器Cl和控制 器D1。换句话说，因为过电流/短路保护功能结合在每个输出端中，而不 是结合在XRESET端子中，可以防止半导体设备10遭受突然GND短路 带来的破坏。首先，描述DC/DC转换器部分A的过电流检测操作。
图9为用于描述DC/DC转换器部分A的过电流检测操作的时 序图，并且从上顺序地示出CS端子、VDC01端子、DCSW1端子和VDC02 端子处的各个波形。在图9中，作为例子示出了过电流出现在产生第一输 出电压VDC01的第一 DC/DC转换器中时的行为。如果由限流电路A41检测过电流(1.5A (典型值))，则从PVCC 端子到输出电容器C01中的充电被禁止预定时间(1.0us(典型值))，并且 停止第一输出电压VDC01的产生操作。另一方面，只有没被限流电路A42 检测到过电流，则继续第二输出电压VDC02的产生操作。在第一输出电
16压VDC01产生操作被停止之后当所述预定时间过去时，恢复第一输出电
压VDC01的产生操作，并且再次由限流电路A41进行过电流的确定。在 这里，如果过电流状态没有被解决，则如上所述，第一输出电压VDCOl 的产生操作停止所述预定时间。如果这种状态持续预定时间(1.5ms (典型值))，短路保护功能(计 吋器断开锁存功能)工作，以便停止第一输出电压VDCOl和第二输出电压 VDC02这两者的产生操作。为了恢复DC/DC转换器部分A的输出操作， 半导体设备10被再次打开，或者采用CS端子进行关断操作。如果过电流出现在产生第二输出电压VDC02的第二 DC/DC转 换器中，则间歇性地停止第二输出电压VDC02的产生操作；于是，最终， 第一输出电压VDC01和第二输出电压VDC02的产生操作都被停止。接下来，描述LED驱动器部分C的过电流检测操作。因为电流 转换部分D的过电流检测操作与LED驱动器部分C的过电流检测操作相 同，则省略重复的描述。图10为示出结合在LED驱动器部分C中的限流电路C3的结 构性实施例的电路图。除此之外，图11为示出LED的输出电流ILEDO 取l输出电压LEDO之间的关系的相关图示。如图IO所示，限流电路C3包括比较器C3a，C3b;检测电阻 器C3c;和DC电压源C3d。比较器C3a为确定检测电阻器C3c的两个端 子之间的电压(根据输出电流ILEDO的大小进行改变的电压信号)是否达 到预定值的装置；比较器C3b为确定输出电压LEDO是否达到预定值Vth 的装置。基于来自比较器C3a的输出信号，控制器Cl确定输出电流 ILEDO是否达到第一阈值ILIM1;如果输出电流ILEDO没有达到第一阈 值ILIM1 ，则控制器Cl控制晶体管C2的导通程度(导通电阻)，以将输出 电压LEDO保持在预定值(5.0V)(参见图11中的恒压控制周期X)。另一方 而，如果确定输出电流ILEDO达到第一阈值，为了将输出电流ILEDO保 持在第一阈值ILIM1 ，控制器Cl控制晶体管C2的导通程度(导通电阻)， 以降低输出电压LEDO。在这里，基于来自比较器C3b的输出信号，控制器Cl确定输出电压LEDO是否低于阈值电压Vth;如果输出电压LEDO不低于阈值电 压Vth，为了持续地将输出电流ILEDO保持在第一阈值ILIM1，控制器 Cl控制晶体管C2的导通程度(导通电阻)，以降低输出电压LEDO(参见图 11中的第一限流周期Y)。另一方面，如果确定输出电压LEDO低于阈值 电压Vth，为了将输出电流ILEDO保持在低于第一阈值ILIM1的第二阈 值ILIM2，控制器Cl控制晶体管C2的导通程度(导通电阻)，以进一步降 低输出电压LEDO(参见图11中的第二限流周期Z)。如上所述，通过进行两步限流操作，可以提升半导体设备10的 安全性。甚至在在LEDO端子处检测到过电流的情况中，也继续其它输出 端(VDCOl端子、VDC02端子和CSWO端子)的常规操作。接下来，描述过电压消减功能。图12为用于描述过电压消减功能的时序图，并且从上顺序地示 出电源端子(AVCC， PVCC)、 VDC01端子、VDC02端子、CSWO端子和 LEDO端子处的各个波形。虽然在图1中未示出，但在半导体设备10中结合有过电压消减 电路，其作为防止半导体设备10的由过电压引起的故障的装置。如图12 所示，如果电源电压(AVCC, PVCC)变成等于或大于6.5V (典型值)，则过 电压消减功能工作，使得DC/DC转换器部分A停止转换。因此，能够防 止半导体设备10的由过电压引起的故障。接下来，描述UVLO功能。图13为用于描述UVLO功能的时序图，并且从上顺序地示出 电源端子(AVCC, PVCC)、VDCOl端子、VDC02端子、CSWO端子和LEDO 端子处的各个波形。虽然在图1中未示出，但在半导体设备10中结合有UVLO电 路，其作为防止半导体设备10的由于电压降低引起的故障的装置。如图 13所示，如果电源电压(AVCC， PVCC)变为等于或小于3.65V (典型值) (LED驱动器部分C等于或小于3.7V(典型值))，UVLO功能工作，使得 DC/DC转换器部分A停止转换。因此，能够防止半导体设备10的由于电 压降低引起的故障。如果电源电压(AVCC, PVCC)返回3.75V或更高(LED 驱动器部分C等于或大于3.90V(典型值))，则断开被释放，并重启输出电压的产生操作。接下来，描述采用CS端子的断开功能。图14为用于描述采用CS端子的断开功能的时序图，并且从上 顺序地示出CS端子、VDC02端子、VDC01端子、CSWO端子和LEDO 端子处的各个波形。图14示出了 AVCC = PVCC = 5V, CSWON = 5V和 XLEDON = OV情况下的性能。
C0104]如图14所示，如果CS端子被拉为低电平，象上述保护功能 (UVLO功能等)工作的情况那样，则DC/DC转换器部分A停止转换。除 此之外，来自LED驱动器部分C和电流转换部分D的输出变为0V。其后， 如果CS端子被拉为高电平，则释放所述断开，并恢复各个输出操作。在这里，在上述断开中，VDC01端子和VDC02端子处的各个 电压经由形成DC/DC转换器部分A的输出级的低压侧开关(晶体管A61， A62)的导通电阻而放电。除此之外，CSWO端子和LEDO端子处的各个 电压经由结合在半导体设备10中的电阻器(图1中未示出)而放电。接下来，描述热断开功能。虽然在图1屮未示出，但在半导体设备10中结合有热断开电路， 其作为防止半导体设备10热致损的装置。如果芯片温度达到Tjmax= 175 'C(典型值)，则热断开功能工作，使得DC/DC转换器部分A停止转换。 根据这种控制，能够防止半导体设备IO遭受热崩溃。在这里，在上述热断开时，如图15所示，形成DC/DC转换器 部分A的输出级的所有高压侧晶体管(A51,A52)和低压侧晶体管(A61,A62) 都断开，以便将VDC01端子和VDC02端子二者都变成高阻抗状态。换 句话说，与采用上述CS端子的断开时不同，在热断开时，VDC01端子和 VDC02端子处的各个电压保持为不被放电。因此，因为电流不流入处于 非正常高温下的低压侧晶体管(A61， A62)中，可以避免对元件的破坏和温 度的进一步增加。在这里，与采用CS端子的上述断开时一样，LEDO端 子和CSWO端子处的各个电压也经由结合在半导体设备10中的电阻器(图 1中未示出)而放电。接下来，描述DC/DC转换器部分A的相位补偿。半导体设备10对设备中的误差放大器A11,A12进行相位补偿；
19为了进行安全操作，期望的是对于电感器Ll， L2和输出电容器COl， C02 采用推荐值(1.5H， lOuH或更大)。作为输入电容器，期望的是采用ESR 低且具有lOiaH或更大的陶瓷电容器。在这里，为了在即使是重负荷时也 能进行安全操作，期望的是尽可能离半导体设备10的距离最小将旁路电 容器CBl, CB2设置在PVCC端子和PGND端子之间，如图16所示。作 为输出电容器COl, C02，可以采用陶瓷电容器；因此，能够构成低噪声 和小纹波电源。除此之外，如图5所示，期望的是，只要有可能，就从输 出电容器C01,C02的两端引出DC/DC转换器部分A的输出。接下来，描述误差放大器A11,A12中的相位补偿。图17为示出误差放大器All的结构性实施例(尤其是输出级的 外围)的电路图。因为误差放大器A12具有与误差放大器A11相同的结构， 在此省略重复的描述。具有所述结构性实施例的误差放大器All为输出电压反馈型电 流放大器，并且包括输入级Alla，第一输出电压VDCOl和参考电压 VRJEF之差输入该输入级Alla;和输出级Allb，其将来自输入级Alla 的电压信号转化成电流信号并输出该电流信号。输出级Allb包括npn型双极晶体管Ql，它的集电极连接至 输入级Alla的输出端；npn型双极品体管Q2，它的基极连接至晶体管Ql 的基极和集电极；电阻器R1，连接在晶体管Q1的发射极和接地端子之间； 恒流源II，连接在晶体管Q2的集电极和电源端子之间；以及升压电路 BST，连接在晶体管Q2的发射极和接地端子之间；并且如此构成以输出 来自晶体管Q2的集电极的电流信号。BST电路包括彼此并联连接的电阻 器RBST和电容器CBST。如上所述，误差放大器All的输出级Allb如此构成以使用电 流反射镜电路输出电流信号，所述电流反射镜电路包括晶体管对Ql, Q2， 并且升压电路BST插在它中间。当电流信号的频率处于低频范围中时，升压电路BST用作具有 预定阻抗的电阻器电路；当电流信号的频率处于高频范围中时，所述阻抗 降低，并且升压电路BST用作旁路电路，其使处于交流电模式的晶体管 Q2的发射极和接地端子短路。
因此，因为包括晶体管Ql, Q2的电流反射镜的镜像比(mirror ratio)在电流信号的频率处于高频范围中时变大，可以提高误差放大器All 的增益，并且还可以保持相补角(增益为Odb时的相位)。图18为示出误差放大器A11的频率特性的图示，并且横坐标表 示频率，且纵坐标表示相位和增益。在该图示中，示出电感器L1和输出 电容器COl的特征值分别设为1.5uH禾Q 10uF的情况中的频率特征。除 此之外，该图示中的实线示出(具有升压电路的)本发明的性能；虚线示出 (不具有升压电路的)常规结构的性能。如图18所示，根据本发明的结构，因为即使在特征值较小的元 件用作电感器L1和输出电容器COl的情况中，也能够充分地保持误差放 大器A11的相补角，因此可以使DC/DC转换器稳定地工作，即使上述特 征值变大或变小。除此之外，因为可以将连接至误差放大器All的输出端 的相位补偿电容器的电容值降低至几皮法[pF]，因此可以将它结合在半导 体设备10中。接下来，描述工作频率的稳定化技术。随着环境温度和电源电压的改变，如果DC/DC转换器部分A 的工作频率从希望的设定值(3MHz)改变了很多，则上述相位补偿受影响， 并且输出纹波增加。因此，在半导体设备io中，为了使决定振荡器A8的 振荡频率的电源电压特性和恒定电流Ic的温度特性变平，设计了恒流源的 电路结构。图19为示出恒流源的结构性实施例的电路图。
如该图所示，具有该结构性实施例的恒流源包括pnp型双极晶 体管Qa， Qb， Qc和npn型双极晶体管Qd， Qe。晶体管Qa, Qb和Qc的发射极分别经由电阻器Ra, Rb, and Rc 连接至带隙电压VBG的作用端子(application terminal)。晶体管Qa， Qb和 Qc的所有基极都连接至晶体管Qb的集电极。晶体管Qa的集电极连接至 晶体管Qd的集电极。晶体管Qb的集电极连接至晶体管Qe的集电极。晶 体管Qe的集电极连接至振荡器A8的恒流输入端子。晶体管Qd和Qe 二 者的基极都连接至晶体管Qd的集电极。晶体管Qd的发射极连接至接地 端子。晶体管Qe的发射极经由电阻器Re连接至接地端子。
如上所述，为了使恒定电流IC的电源电压特性变平，具有该结
构性实施例的恒流源采用带隙电压VBG，所述带隙电压VBG由带隙电源 电路产生作为驱动电压。除此之外，通过使晶体管Qd的基极和发射极之间的电压降Vf 的温度特性和电阻器Re的温度特性彼此抵消，具有该结构性实施例的恒 流源使恒定电流Ic的温度特性变平。通过使用这种恒流源，如图20所示，可以将DC/DC转换器部 分A的工作频率保持在所述希望的设定值(3MHz)。接下来，描述DC/DC转换器部分A性能的改进。DC/DC转换器部分A的工作频率的速度越快，可以抑制的输出 纹波越小，如图21所示，即使连接至输出端的电感器Ll, L2和输出电容 器COl, C02的特征值变小。另一方面，如果DC/DC转换器部分A的工 作频率的速度变快，则转换损耗增加，且转换效率降低。因此，在DC/DC转换器部分A中，工作频率从常规的1.5MHz 增加至3MHz，并且它被如此设计使得转换效率不降低。首先，其中晶体管A51， A61和晶体管A52, A62同时断开的周
期(停滞时间)被优化，以便降低转换损耗。如果工作频率设为3MHz，则PWM信号的周期变为333.3ns， 而PWM信号的最小脉冲宽度变为约60ns(20。/。的最小负荷)。因此，必须 将5至10ns的极短时间精确地设为PWM信号的停滞时间。在常规结构中需要注意的是，包括电阻器和电容器的RC时间 常数电路用来设定所述停滞时间；然而，在这种结构中，因为元件之间的 差异的影响很大，不可能精确地设定停滞时间。因此，在本发明中，它被如此构成，以便用元件延迟(包括晶体 管的反相器的逻辑反相延迟时间)来设定PWM信号的停滞时间。通过采用 这种结构，与采用RC时间常数电路的常规结构相比，因为可以精确地设 定PWM信号的停滞时间，可以降低DC/DC转换器部分A的转换损耗。图22为示出负载电流和转换效率之间的相关性的图示。如图所 示，根据该半导体设备10，即使DC/DC转换器部分A的工作频率设为 3MHz，而电感器L1， L2和电容器C01, C02的特征值设定为较小，也可以获得足够高的效率(特别地，其中数百毫安[mA]的电流作为负载电流流 动的高负载范围的情况下的效率)。除此之外，在优化PWM信号的停滞时间的过程中，因为能够 估计存在于晶体管A51,A61和晶体管A52,A62的栅极中的寄生电容的电 容值，可以调整驱动器的电流能力并据此优化转换速率。通过这种调整， 能够实现输出峰值噪声的降低(在图23所示的实施例中，第一输出电压 VDC01降低至pp值=约2011^)和输出负载响应的改善(在图24的实施例 中，第一输出电压VDC01具有AV^25mV的改善)。在上述实施方式中，本发明的结构应用在用于诸如作为例子描 述的DVD驱动装置、CD驱动装置等光盘驱动装置的系统电源LSI。然而， 本发明的应用目标不限于这些，且能够广泛地应用于其它电源装置。此外，除上述实施方式之外，可以不背离本发明的精神对本发 明的结构加入各种修改。
工业应用性本发明例如是用于诸如DVD驱动装置、CD驱动装置等光盘驱 动装置的系统电源LSI的优选技术。
2权利要求
1.一种电源装置，包括输出晶体管，由脉冲宽度调制信号进行开关控制，并基于输入信号输出矩形波开关电压；产生预定的参考电压的参考电压产生电路；误差放大器，依赖于所述开关电压和所述参考电压的反馈电压被输入到所述误差放大器中，并且所述误差放大器放大所述开关电压和所述参考电压之差以产生误差电压，并根据其中产生的基于所述反馈电压和所述参考电压的电流信号改变所述误差电压的增益；产生振荡信号的振荡器；和比较器，所述振荡信号和所述误差电压被输入到所述比较器中，所述比较器比较所述振荡信号和所述误差电压，以输出所述脉冲宽度调制信号。
2. 根据权利要求1所述的电源装置，其中所述误差放大器包括 输入级，所述参考电压和所述反馈电压被输入到所述输入级中，并且所述输入级输出电压信号；和输出级，来自所述输入级的电压信号被输入所述输出级中，并且所述 输出级将所述电压信号转变成电流信号；其中阻抗基于所述电流信号的频率而改变的升压电路被插入到所述 输出级中。
3. 根据权利要求2所述的电源装置，其中所述输出级被构造以包括电 流反射镜，其中所述输入级处的电压信号被输入到所述电流反射镜的输入 侧晶体管中；所述升压电路被插接在所述电流反射镜的输出侧晶体管和接 地端子之间。
4. 根据权利要求3所述的电源装置，其中所述升压电路由彼此并联连 接的电阻器和电容器组成。
5. —种电源装置，包括输出晶体管，其通过经历由脉冲宽度调制信号进行的开关控制，基于输入信号输出矩形波开关电压；第一端子，用于输出所述开关电压； 参考电压产生电路，用于产生预定的参考电压；第二端子，依赖于所述开关电压的反馈电压被输入到该第二端子中； 误差放大器，从所述第二端子输入的所述反馈电压以及所述参考电压 被输入到所述误差放大器中，所述误差放大器放大所述反馈电压和所述参 考电压之差以产生误差电压，并根据电流信号改变所述误差电压的增益， 所述电流信号是基于所述反馈电压和所述参考电压而在其中产生的； 振荡器，用于产生振荡信号；和比较器，所述振荡信号和所述误差电压被输入到所述比较器中，所述 比较器比较所述振荡信号和所述误差电压，以输出脉冲宽度调制信号。
6. 根据权利要求5所述的电源装置，还包括 电感器，其一端连接至所述第一端子；和 电容器，其被连接至所述电感器的另一端； 其中输出电压被从所述电感器的所述另一端输出至负载。
7. 根据权利要求6所述的电源装置，其中所述电感器的电感值为1.5 U H ，所述电容器的电容伯:为10 u F 。
全文摘要
本发明公开一种电源装置，设置有输出晶体管，用于基于由脉冲宽度调制信号进行开关控制的输入信号，而输出具有矩形波形的开关电压；参考电压产生电路，产生预定的参考电压；误差放大器，依赖于开关电压和参考电压的反馈电压输入该误差放大器，通过放大所述电压之差，产生误差电压，并且根据基于反馈电压和参考电压而在其中产生的电流信号改变该误差电压的增益；振荡器，用于产生振荡信号；和比较器，其中振荡信号和误差电压输入该比较器，通过比较所述电压，输出脉冲宽度调制信号。
文档编号H02M3/155GK101689803SQ20088002354
公开日2010年3月31日 申请日期2008年10月16日 优先权日2007年11月2日
发明者和智贵嗣 申请人:罗姆股份有限公司