专利名称：与输出功率无关地以临界导电模式工作的多通道直流调节器的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种多通道直流调节器，该直流调节器具有多个并联的电流通道，所 述电流通道通过微控制器彼此时间错位地进行控制。
背景技术：
德国专利申请DE 10 2004 011 801 Al公开了一种具有四个并联电流通道的直流 调节器，该直流调节器描述为一种纯升压转换器。为控制该直流调节器需要外部的限时元 件。此外还公开了双向直流调节器。这种直流调节器的基本电路在图2中示出。
发明内容
本发明的目的在于，提供一种直流调节器，该直流调节器结构简单和成本低廉，可 以尽可能广泛和高效使用并提供尽可能平整的电流。该目的根据本发明由此得以实现，即电流通道各具有至少两个半导体开关，通过 这些半导体开关使得所述电流通道由微控制器作为升压转换器或者作为降压转换器工作， 至少一个电流通道具有用于检测电流过零的装置，微控制器检测该电流通道内电流过零的 周期时间，并且微控制器根据所检测的周期时间使所有电流通道以临界导电模式工作。
附图中示意性示出本发明的实施例并在下面借助附图进行详细说明。其中图1示出根据本发明的多通道双向直流调节器的基本电路；图2示出根据现有技术的双向直流调节器的基本电路；图3至5示出升压转换器的电流分布曲线图；图6至8示出降压转换器的电流分布曲线图；图9示出双向直流调节器的应用例；图10示出根据现有技术的调节回路；图11示出能以临界导电模式工作的双向直流调节器的基本电路；图12示出根据图11以升压转换器工作时电路的电流分布曲线图；图13示出根据图11的电路的调节回路；图14示出以升压转换器工作时多通道直流调节器的电流分布曲线图；图15示出根据图11作为降压转换器的电路的另一电流分布曲线图；图16示出调节回路的一部分；图17示出根据图16的调节回路部分的简图；图18示出以降压转换器工作时多通道直流调节器的电流分布曲线图。
具体实施例方式图2示出双向直流调节器的示意性示出的基本电路，借助其介绍直流调节器的基本工作原理。直流调节器基本上由第一和第二电源(U1、U2)、蓄能电抗器Ll以及优选构造 成IGBT(Insulated Gate BipolarTransistor)的两个半导体开关Tl、T2组成。与半导体 开关(Τ1、Τ2)的负载接头并联联接各一个自振荡二极管(D1、D2)。半导体开关(Tl、T2)这样与其他元件联接，在第一半导体开关Tl接通时，使蓄能 电抗器Ll的接头通过第一半导体开关Tl与第一电源Ul连接，而在第二半导体开关T2接 通时，使蓄能电抗器Ll与第二半导体开关T2和两个电源(U1、U2)同时串联。这种直流调节器的工作原理在于，通过接通半导体开关(Tl或T2)中的一个，给蓄 能电抗器Ll供电，蓄能电抗器Ll因此构成磁场。储存在该磁场内的能量在断开一个半导 体开关(Tl或T2)后产生感应电流(输出电流12或^)，该感应电流通过各自另一半导体 开关(Tl或T2)所属的自振荡二极管(D2或Dl)和电源(U2、U1)之一流动。为连续工作，例如需要通过PWM控制(PWM =脉冲宽度调制)对半导体开关(Tl或 T2)之一进行脉冲控制(Taktimg)，其可以通过中央控制装置和特别有利地通过微控制器 实现。没有总体上的限制，这种控制装置下面称为微控制器。为简化在附图中取消了微控 制器的图示。原则上直流调节器分为两种工作方式，也就是升压转换器工作和降压转换器工 作。升压转换器工作(图3至5)以升压转换器工作时，能量从第一电源Ul向第二电源U2流动。为此半导体开关 Tl利用适当的PWM信号控制。半导体开关T2在这种工作状态下未激活并因此无电流。为 使电路可以工作，第二电源U2的电压U2必须大于第一电源Ul的电压U1。在直流调节器工作时，原则上确定三种不同的工作状态。这些工作状态由蓄能电 抗器Ll的电流分布iu确定。图3至5示出三种工作状态典型的电流和电压分布。在这 种情况下，uT1为第一半导体开关Tl的控制电压，并且iT1、iD2和iu为通过第一半导体开关 Tl、所属的二极管Dl和蓄能电抗器Ll流动的电流。升压转换器三种可能的工作状态为 连续工作，也就是蓄能电抗器Ll内的电流、没有零位(图3)，·断续工作，也就是出现蓄能电抗器Ll无电流的时间间隔(图4)，·临界导电模式工作(过渡模式；Transition Mode)。在这里通过适当控制半导 体开关Tl，蓄能电抗器Ll内的电流iu保持在临界导电模式，也就是正好保持在连续与断 续工作之间(图5)。连续的升压转换器工作(图3)蓄能电抗器Ll内的电流、在这里没有零位。半导体开关Tl接通阶段期间，电流 iL1取决于下列微分方程式<formula>formula see original document page 4</formula>
如果二极管D2接通适用
<formula>formula see original document page 5</formula>因为U2大于U1，所以导数为负并且电流在该阶段下降。因此总体上电流分布取决 于半导体开关Tl的接通时间、电压U1和U2以及蓄能电抗器Ll的电感L。断续的升压转换器工作(图4)在这种情况下，通过蓄能电抗器Ll的电流iu具有零位。这种工作状态通常也称 为“间歇工作”。升压转换器以临界导电模式(过渡模式)工作(图5)图5示出升压转换器以也称为过渡模式的临界导电模式工作。这种工作状态的优 点是，半导体开关Tl在无电流状态下也接通并因此开关损耗最小。此外，自振荡二极管Dl 可以作为“正常的”快速硅二极管构成。通常在太阳能逆变器的升压转换器内使用碳化硅 二极管，因为二极管的所谓反向恢复电流完全确定半导体开关Tl内的损耗。此外蓄能电抗 器Ll得到最佳利用，也就是说，不存在蓄能电抗器Ll无电流和不传递能量的时间间隔。在采用恒定开关频率工作的直流调节器的情况下，确定出现上述三种工作状态的 各自负载状态。降压转换器工作(图6至8)以降压转换器工作时，在根据图2的电路中，能量从电源U2向Ul流动。为此半导 体开关T2利用适当的脉冲宽度调制的控制电压uT2被控制。半导体开关Tl未激活并因此 无电流。为使电路可以工作，U2在这里必须同样大于Ul。类似于升压转换器的工作状态，图6至8示出降压转换器工作时三种可能的工作 状态。这里也示出与第二半导体开关T2的控制电压uT2的分布相对应的表征的电流分布 iT2、iD1 和 iL1 ο所示工作状态为·连续工作状态(图6)，·断续工作状态(图7)，·临界导电的工作状态(过渡模式；图8)。因此介绍了图2所示电路所有可能的工作状态。这种双向调节器例如可以在独立 逆变器的电池管理用的太阳能技术中使用。图9的电路图示出双向调节器的应用。图9所示的太阳能设备由太阳能发电机1供电。该发电机通过单向工作的升压转 换器2与直流电压中间回路3连接。太阳能发电机1的能量然后可以由逆变器4利用三个 输出端相位(P1、P2、P3)输入公共电网内。在太阳能发电机1提供的功率高于输入电网所需的功率的时间内，蓄电池5可以 通过双向直流调节器6充电。对此的前提是，直流电压中间回路3内的电压Uz大于蓄电池 5的电压uB。直流调节器6在这种情况下作为降压转换器工作，并且能量流动方向是从直 流电压中间回路3到蓄电池5。如果电网需要比太阳能发电机1暂时能够提供的更多的电能，那么蓄电池5只要 此前得到足够充电，就可以将能量附加输入直流电压中间回路3内。双向直流调节器6然 后作为升压转换器工作，也就是说，在这里直流电压中间回路3内的电压Uz也必须大于蓄 电池电压uB。能量流动方向现在从蓄电池5到直流电压中间回路3。
目前所使用的双向直流调节器通常为控制半导体开关使用固定频率的脉冲宽度调制。这样使电路可以根据负载情况在断续或连续工作状态下或者在临界导电模式的工作 状态下工作并在这些工作状态之间来回变换。调节技术上通常为这种直流调节器设置基本的电流调节回路。该电路要么借助例 如具有控制器IC的硬件要么利用微控制器实现。在光电逆变器中，几乎仅使用数字调节的 系统，从而为电流调节必须检测实时电流实际值并进行处理。图10示出这种设置调节技术的等效电路图。调节作为串级调节系统实现。存在内 部的“快速”调节回路(电流额定值i_soll、I调节器、积分调节器1/L、电流实际值i_ist ； 虚线所示)和外部的调节回路(电压额定值u_soll、U调节器、积分调节器1/C、电压实际 值1!_化0用于电压调节。这种调节器具有多个缺点·必须实时检测和处理电流实际值i_ist。·根据电路的工作状态(连续、断续或过渡模式)改变电流调节回路的特性，从而 在这些情况下必须进行I调节器内的配合。·因为蓄能电抗器的电感L决定性地确定电流调节回路的性能，所以对其数值来 说不得低于一定的下限。·如果电路处于连续工作状态下，那么激活的半导体开关内损耗急剧上升，因为然 后半导体开关连接到接通的自振荡二极管上。自振荡二极管的反向恢复充电严重影响半导 体开关的接通损耗。 为降低所谓的反向恢复损耗，通常使用碳化硅二极管取代常用的硅二极管。这种 二极管极其昂贵、难于使用和不太耐用。·由于功率终放级的“硬”接通工作，通常尽可能低地选择开关频率。这样导致蓄 能电抗器的结构体积加大。双向过渡模式调节器的说明图11示意性示出一种可以始终以临界导电模式工作的双向直流调节器。为此在 蓄能电抗器Ll上安装附加的线圈W，该线圈W仅需具有少量几个绕组，并且通过这些绕组可 以检测蓄能电抗器Ll内的电流过零。电流过零的时间点例如由未示出的微控制器识别，该 微控制器然后立即重新控制半导体开关(Tl或T2)之一。根据负载状态出现这样一种功率 终放级的可变开关频率；输出功率越高，开关频率越低。如果将充磁阶段的时间采用“t_on”标注并将退磁阶段的时间采用“t_off”标注， 那么在考虑到线性关系的情况下可以设下列方程式<formula>formula see original document page 6</formula>
从图12中可以看出，电流iu的平均值iu avg正好相当于最大电流值iu da。h的一 半。因此通过预先规定的接通时间t_on可以直接和无延迟地调整电流iu avg。因此为升压转换器运行形成图13所示调节技术的等效电路图。在这里不再需要 基本的电流调节回路，因为直流调节器通过电流过零识别始终处于过渡模式，也就是始终 以临界导电模式工作并因此1_011与、，成比例。各自的负载状态在调节回路内通过影响 值负载电流i_Last考虑。
但临界导电上工作的缺点是蓄能电抗器iu并因此还有输出电流I1或i2内的大的波动。为降低这种大的波动，使用具有多个并联电流通道(I、II)的直流调节器。图1示出具有两个电流通道的这种直流调节器。为构成直流调节器，不言而喻也可以设有两个以上的并联电流通道(I、II)，这样尽管元件开支较大，但仍有利，因为利用任何其他的电流通道降低蓄能电抗器iu的波动。第一电流通道I通过蓄能电抗器Li、半导体开关Tl和T2以及二极管Dl和D2形成；第二电流通道II相应通过蓄能电抗器L2、半导体开关T3和T4以及二极管D3和D4形成。两个电流通道(I、II)以相同的脉冲率但各自带有时间错位量的方式被脉冲控制。为半导体开关(T1、T3或T2、T4)的脉冲控制所设置的微控制器在此方面有利地可以控制全部电流通道(I、II)的各自待脉冲控制的半导体开关(11、13或1234)。与第一电流通道I并联的第二电流通道II内的蓄能电抗器L2在这里没有用于识别电流过零的级。电流通道II在取决于第一电流通道I内所检测的电流过零情况下进行控制，并因此可以称为“副通道”，在后面则称为“主通道”的第一通道I内，其蓄能电抗器Ll具有用于电流过零识别的线圈W。如果主通道I与副通道II或者需要时还有其他副通道之间的相移为360° /η(η =电流通道的数量)，那么输出电流I1或i2中的波动变得最小。微控制器现在从所检测的 电流过零中确定主通道I的周期持续时间，以便从该信息中测定副通道II和需要时还有其 他副通道的点火时间点。图14中示出图1的双通道直流调节器，该直流调节器作为升压转换器工作。上部的曲线图示出通过主通道I内蓄能电抗器Ll的电流分布iu冲间的曲线图示出通过副通道II内蓄能电抗器L2的电流分布。微控制器实时确定主通道I电流过零的时间间隔T周期以便从中然后计算出副通道II的点火时间点。因为利用主通道I和副通道II在这里总计实现两个电流通道(η = 2)，所以在相对于主通道I的控制而控制副通道II的半导体开关(Τ1、Τ3)时，时间错位量为1/η= 1/2周期持续时间Tmw/2。图14示出在这里相反作为-I1产生的输出电流I1具有明显低于每个单个的电流通道(I、II)内电流分布(iu、iL2)的波动。在一种实际构成中有利的是，取代仅一个副通道II而设有多个副通道，因为由此可以取得更加平整的输出电流。除了此前介绍的升压转换器工作外，直流调节器也可以作为降压转换器工作，这样特别是对具有蓄电池缓冲器的光电逆变器具有意义。对降压转换器工作适用对升压转换器工作非常相似的条件。从图15示意性示出的电流分布iu中可以看出这些条件
0082」<formula>formula see original document page 7</formula>
以降压转换器工作时，断开时间t_0ff与通过蓄能电抗器Ll的最大电流iu da。h或平均电流iu—avg成比例。但因为微控制器只能直接调节接通时间t_0n，所以必须使用另一个条件，以便可以实现调节。从最后所称的两个方程式中可以产生下列关系式<formula>formula see original document page 7</formula>
通过微控制器同时检测电压U1和U2，微控制器可以计算出所需的接通时间t_on，然后得出所要求的t_off。如图15所示，t_on和t_off的和恰好得出由微控制器检测的两 个电流过零之间的时间。只要电路工作时以临界导电模式工作，就可以无延迟地直接调整
IlI—avgO因此也可以实现图16所示的调节回路。如果将降压转换器工作用于蓄电池的充 电，那么一般情况下无需叠加的电压调节回路。充电电流的额定值i_soll可以直接由微控 制器预先规定。图16中的两个比例元件L1/U1、U1/(U2-U1)然后仍可以组成唯一的比例元 件L1/(U2-U1)，由此获得图17中所示的调节回路。通过使用过渡模式调节器，使得能够在无后置的电流调节回路的情况下直接且无延迟地调节电流。图18示出电流通道(I、II)内和降压转换器工作时直流调节器输出端上的电流分 布iu、、。这些电流分布iu、、完全相对应于从图14看到的升压转换器反向的电流分布。 因此，通过时间错位地控制电流通道(ι、π)还可以获得特别平整的输出电流(-υ。附图标记1太阳能发电机2升压转换器3直流电压中间回路4逆变器5蓄电池6直流调节器D1-D4(自振荡)二极管I第一电流通道(主通道)II第二电流通道(副通道)L(蓄能电抗器的)电感L1、L2蓄能电抗器T1-T4半导体开关U1、U2电压(电源)P1、P2、P3相位UZ直流电压中间回路内的电压UB蓄电池的电压W线圈I1, i2输出电流iT1、iT2、iD1(通过各自指示的元件的)电流iUavg平均输出电流i_ist电流实际值i_Last负载电流i_soll电流额定值t_on接通时间t_off断开时间
Τ·(电流过零的时间间隔的)周期时间T酬/2时间错位量u_ist电压实际值(输出电压)u_soll电压额定值U1、U2(电源Ul和U2的)电压uB蓄电池电压Un, U12(半导体开关的)控制电压Uz直流电压中间回路内的电压1/CU/L积分调节器L1/U1、U1/(U2-U1)L1/(U2_U1) 比例元件
权利要求
多通道直流调节器，具有多个并联的电流通道，所述电流通道通过微控制器彼此时间错位地被控制，其特征在于，所述电流通道(I、II)各具有至少两个半导体开关(T1、T2；T3、T4)，能够通过所述半导体开关使得所述电流通道(I、II)由所述微控制器作为升压转换器或者作为降压转换器工作；至少一个电流通道(I)具有用于检测电流过零的装置；所述微控制器检测所述电流通道(I)内电流过零的周期时间(T周期)；并且所述微控制器根据所检测的所述周期时间(T周期)使所有电流通道(I、II)以临界导电模式工作。
2.根据权利要求1所述的直流调节器，其特征在于，所述微控制器以时间错位量(Tme /2)调控所述电流通道(1、11)，其中，所述时间错位量(Tmw/2)通过所检测的周期时间(T 周期)除以所述电流通道的数量得出。
3.根据权利要求1所述的直流调节器，其特征在于，每个电流通道(I、II)具有至少 一个蓄能电抗器(L1、L2)，并且至少一个电流通道(I)的蓄能电抗器(Li)具有附加的线圈 (W)，所述微控制器为检测所述电流过零评估所述线圈(W)的输出信号。
4.根据权利要求1所述的直流调节器，其特征在于，所述直流调节器为光电设备的蓄 电池(5)用的充电/放电电路的组成部分。
5.根据权利要求4所述的直流调节器，其特征在于，所述微控制器为使所述蓄电池(5) 充电将所述直流调节器控制为降压转换器，而为使所述蓄电池(5)放电将所述直流调节器 控制为升压转换器。
6.根据权利要求5所述的直流调节器，其特征在于，电流通道(I、II)的所述半导体开 关(T1、T2、T3、T4)中的各一个用的接通时间(t_on)产生所述直流调节器的与所述接通时 间(t_on)成比例的输出电流(ii、i2)。
7.根据权利要求6所述的直流调节器，其特征在于，所述接通时间(t_on)在升压转换 器工作时通过所述直流调节器的输出电压(u_ist)用的叠加的电压调节回路(U调节器、1/ C)调节。
8.根据权利要求6所述的直流调节器，其特征在于，所述接通时间(t_on)在降压转换 器工作时与平均输出电流(iu—avg)成比例，且与输出/输入电压差(U2-U1)成反比例。
9.根据前述权利要求中一项所述的直流调节器，其特征在于，微控制器控制全部电流 通道(I、II)的半导体开关(T1、T2、T3、T4)。
全文摘要
描述了一种多通道直流调节器，该直流调节器具有多个并联的电流通道，所述电流通道通过微控制器彼此时间错位地进行控制，其中，电流通道各具有至少两个半导体开关(T1、T2、T3、T4)，能够通过这些半导体开关使得电流通道由微控制器作为升压转换器或者作为降压转换器工作，其中，至少一个电流通道具有用于检测电流过零的装置(W)，其中，微控制器检测该电流通道内电流过零的周期时间，并且其中，微控制器根据所检测的周期时间使由所有电流通道组成的直流调节器始终以临界导电模式工作。
文档编号H02M3/158GK101803163SQ200880105014
公开日2010年8月11日 申请日期2008年8月29日 优先权日2007年8月31日
发明者拉尔夫·巴特林 申请人:科世达工程电子有限责任公司