专利名称：在低输出频率下控制带有分布储能器的多相变换器的方法
技术领域：
本发明涉及一种在低输出频率下对一变换器进行控制的方法，所述变换器包括至 少两个相位模块，所述相位模块各具有一上阀臂和一下阀臂，所述上阀臂和下阀臂各具有 两个彼此串联的两极子系统。
背景技术：
这种带有分布储能器的变换器公开自Rainer Marquardt, Anton Lesnicar 和JUrgen Hildinger等人刊登于2002年ETG会议论文集中的“Modulares Stromrichterkonzept fiir Netzkupplungsanwendung bei hohen Spannungen (用于高压电 网耦合的模块化变换器方案)” 一文。该文将这种类型的变换器用于网侧变换器和负载侧 变换器，其中，这两个带有分布储能器的变换器在直流电压端彼此耦合。图1对这种带有分布储能器的变换器进行了详细图示。如这个电路布置图所示， 这种已知的变流电路具有三个都用100表示的相位模块。这些相位模块100的直流电压端 分别通过接点P和N与正、负极直流电压母线Ptl和Ntl导电相连。这两根直流电压母线Ptl和 N0之间存在一个直流电压Udo每个相位模块100均具有一个上阀臂(Tl、T3或T5)和一个 下阀臂(T2、T4或T6)。这些阀臂T1-T6中的任何一个都具有一定数量彼此串联的两极子
系统10。这个等效电路图对每个阀臂Tl.....T6中的四个子系统10进行了图示。每个相
位模块100的两个阀臂Tl和T2、T3和Τ4、Τ5和Τ6之间的连接点都构成这个相位模块100 的交流电压端接点Li、L2、L3。图2对已知的两极子系统10的实施方式进行了详细图示。图3所示的电路布置 图是一种就功能而言的等效实施方案。这两个子系统10和11在DE 101 03 031 Al中有 详尽描述，其工作方式也可从该专利申请公开案中获知。图3对两极子系统20的另一实施方式进行了详细图示。两极子系统20的这种实 施方式公开自DE 10 2005 041 087 Al。该专利申请公开案已对这种两极子系统20的结构 和工作方式进行了详尽描述，此处不再加以赘述。相位模块100的正极接点P和交流电压端接点Li、L2、L3之间的独立串联储能器 9或29、30的数量被称为“串联数η”。在相位模块100的交流电压端接点Li、L2、L3和负 极接点N之间实现相同的串联数η是有利的，但不一定必须采取这一措施。如图1所示，所
述多相变换器的每个阀臂Tl.....Τ6都具有四个彼此串联的两极子系统10。由于这些子
系统10各自仅具有一个独立储能器9，因而此处的串联数是η = 4。如果用四个如图2所 示的子系统20来代替这些子系统10，那么串联数就是η = 8，因为每个子系统20均具有两 个独立储能器29和30。在接下来的说明中，假定这个多相变换器每个阀臂Tl.....Τ6的子系统10的全部
储能器9均分别充电至相同电压U。。为这些储能器9充电的方法可从(例如)2002年ETG 会议论文集中获知。阀臂Tl、···、丁6上的电压111(0、...、u6(t)(又称“阀臂电压 U1 (t)、· · .、u6(t)”)包括一直流量 l/2Ud 与一交变量 U10 (t)、U20 (t)、U30 (t)。这个交变量 U10 (t)、U20 (t)、U30 (t) 一方面具有所述变换器期望输出电压的频率和幅值。这些交变量u1(l(t)、u2CI(t)和U3tl (t)如 图1所示与两个直流电压母线Ptl和Ntl之间的一个假想中心0相关。这会导致产生正弦变 换器输出电压u1Q⑴、u2Q⑴和u3Q(t)，其中与中心0相关的电压u1Q(t)、u2Q(t)禾Π u3Q (t)的 幅值必须满足下述条件，即交变量Ultl (t)、U2tl (t)和U3tl (t)的每个幅值均必须总是小于一 半的直流电压Ud。也就是说，阀臂Tl、T2、T3、T4、T5、T6的电压U1 (t)、U2 (t)、U3 (t)、U4(t)、
U5(t)、U6(t)必须总是正的，因为阀臂Tl.....T6的所有串联两极子系统10不管阀臂具有
怎样的电流方向，在所有操作状态下都只会产生短路或在每个两极子系统10的输出端子 Xl和X2上产生正电压。因这些两极子系统10、11或20的结构缘故，不可能产生负电压。 因此，每个阀臂 Tl、T2、T3、T4、T5、T6 的阀电压 U1 (t)、U2 (t)、U3 (t)、U4 (t)、U5 (t)、U6 (t)均 可在零和η个独立储能器9或29、30的η倍电容器电压Uc之间发生变化。图5展示的是图1所示多相变换器的相位模块100的阀臂Tl的阀臂电压U1 (t) 和阀臂电流ijt)与时间t相关的时间特性曲线图。将这两条曲线相乘，就可得到这个阀 臂Tl的瞬时功率Pn (t)的时间特性曲线，图6展示的就是该瞬时功率与时间t之间的关系 图。如果在阀臂电的整个周期上对阀臂Tl的这个瞬时功率ρτια)进行积分运算 (相当于该瞬时功率Pti (t)的曲线的各曲线段下方的面积)，稳定状态下总是会得到零这个 值。也就是说，这个阀臂Tl中的两极子系统10的储能器9总体上不吸收或不释放任何能 量。图1所示多相变换器的所有其他阀臂T2.....T6也都如此。其结果是，图1所示多相变换器每个阀臂Tl.....T6的每个储能器9的能含量都
是稳定恒定的，因而该多相变换器的能含量也是稳定恒定的。出于这一原因，这些两极子系 统10、11、20也不需要在储能器9或29、30的相应直流电压接点上输入有功功率。根据最大要求能量提升来确定每个阀臂Tl.....T6的两极子系统10、11或20的
每个储能器9或29、30的能含量大小，这样做是有利的。此处需要考虑的是，储能器9或 29、30中叠加在平稳电压平均值上的电压纹波ΔU不得超过最大预定极限值。这个最大电 压取决于两极子系统10、11或20中所使用的可断半导体开关及储能器9或29、30的耐电 强度，还取决于控制技术的方方面面。为储能器9或29、30确定尺寸时的一个决定性因素 是图1所示多相变换器的输出频率。这个输出频率越小，储能器9或29、30中每周期的能 量提升就越大。也就是说，对于一个预先确定的电压纹波△ U而言，随着频率下降到直流工 作模式(频率等于零)，两极子系统10、11或20的储能器9或29、30的要求变量将会双曲 线式地趋向于无穷大。图7以曲线图形式对电压纹波AU和图1所示多相变换器的输出频率f之间的这 样一种关系进行了图示。图中的双曲线A表示一储能器的电压纹波(实线)，双曲线B表 示每个储能器9或29、30各采用三个并联子储能器(即三倍的中间电路电容)时的电压纹 波。从双曲线A可以看出，从一个f = 50Hz的输出频率开始，电压纹波AU随着频率的下 降大幅上升。如果在输出频率减半的情况下想要电压纹波Δυ等于输出频率f = 50Hz时 的电压纹波Δυ，那么两极子系统10、11或20的储能器9或29、30的值就必须大多倍。图8展示的是阀臂电压U1 (t)在输出频率f = 50Hz时与时间t相关的时间特性曲 线图以及这个阀臂电Su1U)在输出频率f = 5HZ时与时间t相关的时间特性曲线图。输 出频率为f = 5Hz的阀臂电压U1 (t)的幅值已发生过与U/f特性曲线相符的下降。如果仍然在考虑图1所示多相变换器阀臂Tl中的相应阀臂电流的情况下进行计算，就会得到输出 频率f = 50Hz和f = 5Hz时的相应瞬时功率Pti (t)。图9以时间t为横坐标对阀臂Tl的 瞬时功率Pn (t)的这两条曲线进行了图示。与输出频率f = 50Hz时的能量提升相比，输出 频率f = 5Hz时的能量提升有明显上升。在附图所示示例中，f = 5Hz时的能量提升比f = 50Hz时的能量提升大25倍。为了在这个工作点(f = 5Hz)上也能获得与输出频率f = 50Hz时相同的电压纹 波Δ U，须将两极子系统10、11或20的储能器9或29、30的尺寸增大25倍。为了获得一种从尺寸和成本角度看都极佳的解决方案，有利做法是针对一个标称
工作点来对图1所示多相变换器的阀臂Tl.....Τ6的两极子系统10、11或20的储能器9
或29、30进行设计。也就是说，在这个标称工作点上，通过所述能量提升就已经能获得预定 的最大允许电压纹波Δυ。如果想要像启动驱动器时那样在低频(即低于额定频率fN)到 纯直流工作模式(f = OHz)下进行工作，就这一点而言，现有技术中的控制方法并不适合用 来对所用两极子系统10、11或20的储能器9或29、30进行实际可行且具有竞争力的设计。
发明内容
因此，本发明的目的是提供一种对带有分布储能器的多相变换器进行控制的方 法，通过这种方法可在低输出频率到直流工作模式下进行工作。根据本发明，这个目的通过权利要求1的特征而达成。根据本发明，在所述带有分布储能器的多相变换器所有阀臂电压的额定值上叠加 共模电压。由于这个叠加交流电压会使所述带有分布储能器的多相变换器全部三个交流电 压端接点的电位与该变换器的直流电压母线的电位相比同时发生变化，因此这个调制交流 电压被称为“共模电压”。这个叠加共模电压的作用在于确保所述带有分布储能器的多相变 换器的线间输出电压不受影响。根据本发明方法的一种有利实施方式，如此规定所述共模电压，使得所有储能器9 或29、30的电压纹波不超过一预定最大值。在此情况下，所述储能器上的最大电压同样小 于一个根据所述半导体和储能器的电压纹波选定的预定最大值。根据本发明方法的另一有利实施方式，如此规定所述共模电压，使得所述阀臂电 流的预定最大值都不会被超过。借此可将所述两极子系统的可断半导体开关中产生的导通 损耗和开关损耗限制在某一个值上。根据本发明方法的另一有利实施方式，所述共模电压的幅值与所述输出频率的上 升成反比。借此可确保这个共模电压仅在低于额定频率的频带内才会产生作用。本发明方法的其他有利设计方案可从从属权利要求5至9中获得。
下面借助附图对本发明的方法进行详细说明，其中图1为已知的带有分布储能器的三相变换器的电路图；图2至图4为图1所示变换器的两极子系统的等效电路图；图5为阀臂电压和相应阀臂电流与时间t之间的关系图；图6为对应于图5所示阀臂电压及阀臂电流的瞬时功率与时间t之间的关系5
图7为电压纹波与图1所示变换器的输出频率之间的关系图；图8为图1所示变换器的阀臂电压在输出频率f = 50Hz和f = 5Hz时与时间t 之间的关系图；图9为相应瞬时功率与时间t之间的关系图；图10为阀臂电压在输出频率f = 5Hz、共模电压不等于或等于零时与时间t之间 的关系图；图11为图1所示变换器三个阀臂电压分别在共模电压不等于零时与时间t之间 的关系图；以及图12为图1所示三相变换器的一种有利实施方式。
具体实施例方式如前文所述，阀臂电压U1 (t).....U6 (t)的时间特性可用下列方程式计算U1⑴--1//2 Ud-U10 (t
U2⑴--1//2 Ud+u10(t
U3⑴--1//2 Ud-U20 (t
U4⑴--1//2 Ud+u20 (t
Ue⑴--1//2 Ud-U30 (t
U6⑴--1//2 Ud+u30 (t也就是说，每个阀臂Tl.....T6任何时候在共用直流电压母线Ptl和Ntl的所有相
位模块100之间均总是产生一半的直流电压ud。这个直流量上通常叠加有一个正弦分量， 这个正弦分量具有一个与电压母线Ptl和Ntl之间的假想中心相关的变换器输出电压Ultl (t)、 U20 (t)或U3tl (t)的预定频率及期望幅值。本发明也可以不考虑线间输出电压(verkettete Ausgangsspannung)的方式在这
些阀臂电压…⑴.....U6(t)上各叠加一个共模电压Uc:M(t)。在此情况下，这些阀臂电压
U1 (t).....U6(t)的时间特性可用下列方程式计算U1 (t) 1/2 · Ud-U10 (t) +uCM (t)，u2 (t) 1/2 · Ud+u10 (t) -uCM (t)，U3 (t) 1/2 · Ud-U20 (t) +uCM (t)，u4 (t) 1/2 · Ud+u20 (t) -uCM (t)，u5 (t) 1/2 · Ud-U30 (t) +uCM (t)，u6 (t) 1/2 · Ud+u30 (t) -uCM (t)。图10展示的是一阀臂电压U1 (t)在输出频率f = 5Hz、共模电压Ucm⑴分别不等 于零和等于零时与时间t之间的关系图。从包含不等于零的叠加共模电压Uc:M(t)的阀臂电 J￡Ul(t)的信号特性曲线中可以看出，这个共模电压Ua((t)是正弦电压，其幅值大小使得阀 臂电压U1 (t)的峰值 !⑴遵守一上限条件，即0 < U1 (t) < Ud与在额定频率fN以及相同的储能器尺寸下进行工作不同，由于在以低输出频率
f至f = 0的输出频率(直流工作模式)进行工作时，每个阀臂Tl.....T6的输出端变
换器电流iL1(t)、iL2(t)和iL3(t)(又称“负载电流iL1(t)、iL2(t)和iL3(t) ”)及阀臂功率Pn (t).....P16(t)在其时间特性曲线中仅具有极少的零点或不再具有任何零点(图9)，因
此储能器9在阀臂Tl.....T6内部以及变换器输出电压Ultl(t)、u2Q(t)或u3Q(t)的电性周
期内的平衡不再足以达到预期效果。为阀臂Tl.....T6加载恒定阀臂电流方向的周期在无
调制共模电压ιι。Μα)的情况下过长。在此情况下，所用两极子系统10、11或20的储能器9 或29、30会出现过度放电或过度充电现象，从而导致两极子系统10、11或20中产生大小不 允许的电压纹波Δ U。对共模电压u。M(t)进行调制可以迫使图1所示多相变换器连接在直流电压母线 P0和Ntl上的相位模块100处于操作状态II (Ux = Uc)的子系统10、11或20之间进行能量 交换。如果变换器输出电压Ultl(t)、U2tl(t)禾nu3CI(t)的电位位于直流电压母线Ptl附近(图 11)，下阀臂T2、T4、T6的子系统10、11或20的储能器9或29、30就会进行能含量平衡。如 果变换器输出电压Ultl(t)、U2tl(t)和u3CI(t)的电位位于图1所示多相变换器的直流电压母 线Ntl附近，则上阀臂T1、T3和Τ5的子系统10、11或20的储能器9或29、30就会进行能含 量平衡。这种能含量平衡的结果是产生一个附加阀臂电流，这个附加阀臂电流是现有平衡 电流的组成部分。在此情况下，能量平衡是被动进行，即不受叠加控制/调节的影响。此外 也可以通过主动影响阀臂电流来对这种能量平衡施加针对性的影响。此处可采用公开自专 利说明书10 2005 045 090的方法。然而共模电压UQ((t)的使用并不受能量平衡类型(被动或主动)的影响。只有通 过变换器输出电压u1(l(t)、u2CI(t)和U3CI(t)的电位因共模电压UCM(t)而发生的同时位移，才 能借助平衡电流来限制储能器的能量提升，从而避免这些平衡电流的大小导致半导体尺寸 过大。所述附加阀臂电流会使所用两极子系统10、11或20的可断半导体开关中产生较 大的导通损耗和开关损耗。但由此可使所用子系统10、11或20获得更有利的储能器尺寸。 也就是说，这个缺点相对于优点(更有利的储能器尺寸)而言很轻微。设计时在共模电压UcM(t)的幅值、波形(正弦、梯形、三角形等等)和频率选择方 面，原则上存在很多自由度。为共模电压u。M(t)确定尺寸时，以下几点十分重要—有利做法是如此来选择叠加共模电压UQ((t)的最大变化速度^llil|max，使得
dt
不必通过同时对阀臂Tl.....T6所用子系统10、11或20的多个储能器9或29、30进行通
断操作来达到遵循预定的额定值分布(Sollwertverlauf)这一目的。这就要求部分放弃电 动机绝缘功率因电压跳变水平(SpaimungssprunghShe )低而比级数较少的变换器小这 一优点。此外，低电压跳变水平会对轴承电流和轴电流的大小产生有利影响，从而延长驱动 器的使用寿命。一所述电位在图1所示多相变换器的直流电压母线Ptl或Ntl的接点附近停留时间 越长，处于操作状态II的子系统10、11或20的储能器9或29、30就能取得越好的能含量 平衡效果。出于这个原因，共模电压u。M(t)包含外加平稳阶段的梯形曲线显得特别有利，但 并非是必需的。一共模电压Ua((t)的尺寸必须保证所产生的阀臂电流不超过待规定最大值。一共模电压UQ((t)的尺寸必须保证所用子系统10、11或20的储能器9或29、30中所产生的电压纹波△ U不超过待规定最大值。在使用标准电网电动机的情况下，按本发明调制共模电压Ua((t)时必须注意，不 要超过电动机上的最大线对地电压％E，以免电动机绝缘受损。在变换器不接地且通过供电 侧变压器与供电网络电隔离的情况下，电机绕组中性点的电位通常会因电容条件缘故而位 于地电位附近。变换器的同步化会使变换器内的电位条件发生自主位移。在此情况下，有 时是正极直流电压母线Ptl位于地电位附近，有时是负极直流电压母线Ntl位于地电位附近。 此时如果共模电压uCM(t)较高，就会出现整个中间电路电压Ud作为线对地电压Ule出现在 电机端子上的情况。因此，线对地电压的最大值在一般情况下为其中，Um为线间电动机电压的均方根值。虽然可以实现比这更高的中间电路电压Ud和更大的Mle值，但这会使变换器设计 受到不利影响。如果是设计用于直接在正弦供电网络上工作的标准电网电动机，那么线对地电压 Ule的允许最大值就会小两倍
-乜υ
uLENelz _ ^ Um为了解决这个问题，有利做法是将中间电路的假想中心接到地电位上。这可以借 助于电阻器40、电容器50或如图12所示的电阻器40与电容器50的并联电路而实现。借 此可将最大电压负荷减半，从而将电机端子上的最大线对地电压降低至正弦电网供电情况 下的最大值^LENete。借助本发明上述方法可将2002年ETG会议论文集中公开的、在其网侧和负载侧均 具有如图1所示带分布储能器的三相变换器的变换器用作可从停机状态开始启动的牵引 逆变器。作此用途时，即便该变换器处于低频到直流工作模式，也能为所用子系统10、11或 20的储能器9或29、30确定最佳尺寸。
权利要求
一种在低输出频率(f)下对一多相变换器进行控制的方法，所述变换器包括至少两个相位模块(100)，所述相位模块各具有一上阀臂和一下阀臂(T1，...，T6)，所述上阀臂和下阀臂各具有至少两个彼此串联的两极子系统(10，11)，其中，在一阀臂电压的一额定值(u1(t)，...，u6(t))上各叠加一共模电压(uCM(t))，使得每个相位模块(100)的两个阀臂电压(u1(t)，u2(t)或u3(t)，u4(t)或u5(t)，u6(t))之和等于所述多相变换器的一中间电路电压(Ud)。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，如此规定所述共模电压(u。M(t))，使得一预定电压纹波(AU)不超过一预定最大值(Umax)。
3.根据上述权利要求中任一项权利要求所述的方法，其特征在于，如此规定所述共模电压(1% (t))，使得所产生的阀臂电流(i1;...，i6)均不会超过一预定最大值。
4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述共模电压(ik^t))的一幅值随所述多相变换器的一输出频率(f)的上升成反比。
5.根据上述权利要求中任一项权利要求所述的方法，其特征在于， 所述共模电压(1% (t))为梯形。
6.根据权利要求1至4中任一项权利要求所述的方法，其特征在于， 所述共模电压为正弦形。
7.根据权利要求1至4中任一项权利要求所述的方法，其特征在于， 所述共模电压(ik^t))为三角形。
8.根据上述权利要求中任一项权利要求所述的方法，其特征在于，如此规定所述共模电压(Uc:M(t))，使得一电动机的接线端子上的一线对地电压的 最大值(zJle)满足以下条件
9.根据权利要求1至7中任一项权利要求所述的方法，其特征在于，如此规定所述共模电压(Uc:M(t))，使得一设计用于直接在一正弦供电网络上工作的标 准电网电动机的接线端子上的一线对地电压(％E)的最大值(Z^E)满足以下条件
全文摘要
本发明涉及一种在低输出频率(f)下对一多相变换器进行控制的方法，所述变换器包括至少两个相位模块(100)，所述相位模块各具有一上阀臂和一下阀臂(T1，...，T6)，所述上阀臂和下阀臂各具有至少两个彼此串联的两极子系统(10，11)，其中，在一阀臂电压的一额定值(u1(t)，...，u6(t))上各叠加一共模电压(uCM(t))，使得每个相位模块(100)的两个阀臂电压(u1(t)，U2(t)或U3(t)，U4(t)或U5(t)，U6(t))之和等于所述多相变换器的一中间电路电压(Ud)。借此可将一个在其网侧和负载侧或者仅在其负载侧具有带分布储能器的三相变换器的已知变换器用作可从停机状态开始启动的牵引逆变器。
文档编号H02M7/483GK101971475SQ200880128051
公开日2011年2月9日 申请日期2008年11月11日 优先权日2008年3月19日
发明者马克·希勒 申请人:西门子公司