专利名称：开关电源装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及开关电源装置，特别涉及获得与商用交流电源绝缘的
直流输出的绝缘型DC-DC变换器(converter)。
背景技术：
在获得与商用交流电源绝缘的直流输出的情况下， 一般通过绝缘 型DC-DC变换器从将交流电压整流平滑后的直流中间电压得到直流输 出。另外，在采用输入电流的高谐波标准的电源装置中，从交流电源 经升压斩波电路得到直流中间电压。
开关电源装置要求高效率、低噪音、小型、低成本、高可靠性， 为了实现这些提出有各种电路方式。
图5是这种开关电源装置的例子，与例如专利文献l、 2中记载的 绝缘型DC/DC变换器的电路结构大致相同。
以下，参考图6的波形图对图5的动作进行说明。
图5中的FBI是对输出电压Vo和输出电压设定值之间的误差进行 放大的反馈电路。Contl是控制电路，其在设定的固定频率fs ( = 1/T) 下，设置死区时间(dead time) Tdl、 Td2，交替地将MOSFET的Ql、 Q2导通、断开(on、 off)。同时，根据反馈电路的输出信号VFB控制 元件Q1、 Q2的导通占空比(on-duty) D，将输出电压Vo控制为一定。
变压器T1、 T2由以励磁电感Lml、 Lm2、漏电感Lrl、 Lr2、初 级绕组圈数Npl、Np2和次级绕组圈数Nsl、Ns2表示的等价电路表示。
电容器Cr起到断开流入Tl、 T2的初级绕组(primary winding) 的电流中的直流电流并防止极端的磁场偏移的作用。
电感元件Lz在元件Ql、 Q2的开关时与电容器Cs进行部分共振 动作，使Q1、 Q2进行零电压开关。其中，Lz能够由Tl、 T2的漏电 感Lrl和Lr2代替，因此可以省略。在以下的说明中，省略Lz。另夕卜， Cs也可以由Ql、 Q2的寄生电容代替而省略。Tl的初级电感(Lml+Lrl)、 T2的初级电感(Lm2+Lr2)和电
容器Cr的串联电路的共振频率通过采用为相对于开关频率fs足够低的 值，使得流入Q1、 Q2的电流IQ1、 IQ2直线地上升。
在开关元件Q1导通(on)期间(t0 < t < t3)，由直流电源经T1 向负载侧供给能量，T2起到扼流线圈(choke coil)的作用。另一方面， 在元件Q2导通期间(t3<t<t0)，由电容器Cr经T2向负载侧供给能 量，Tl起到扼流线圈的作用。
在时刻t=t0处Q2从导通切换到断开时，整流二极管Dl导通， 电流以Vo/ (Lrl+Lr2)的斜率增加。在Q2断开时，流入整流二极管 D2的电流ID2以-Vo/ (Lrl+Lr2)的斜率减少，在t二t2处ID2为零时 D2断开。另夕卜，当在t=t3处Ql从导通切换为断开时，ID1以-Vo/(Lrl 十Lr2)的斜率减少，当在t-t5处IDl为零时D1断开。流入D2的电 流以Vo/ (Lrl+Lr2)的斜率增加。
图8是另一开关电源装置的例子，表示与例如专利文献3中记载 的绝缘型DC/DC变换器大致相同的电路结构。
以下，参照图9的波形图对图8的动作进行说明。
控制电路Contl，令导通占空比D二0.5，设置死区时间Tdl、 Td2， 交替地导通、断开Q1、 Q2，根据反馈电路的输出信号VFB控制Q1、 Q2的开关频率fs，由此将输出电压Vo控制为一定。
变压器T3以由励磁电感Lm、漏电感Lr、初级绕组圈数Npl和次 级绕组圈数Nsl、 Ns2构成的等价电路表示。
电容器Cr起到断开流入Tl的初级绕组中的电流的直流电流并防 止极端的磁场偏移的作用，并且还起到使T1的励磁电感Lm、漏电感 Lr和电感元件Lz共振的作用。
电感元件Lz在元件Ql、 Q2的开关时与电容器Cs进行部分共振 动作，使元件Q1和Q2进行零电压开关。其中，Lz可以由Tl的漏电 感Lr代替而省略。在以下的说明中省略Lz。另外，Cs也可以由Ql、 Q2的寄生电容代替而省略。
当Q1导通时，漏电感Lr和共振电容器Cr共振，IQ1和ID1成为 正弦波形。当在时刻t二t3处IDl为零时，D1断开，T1的初级电感(Lm 十Lr)和Cr共振，频率低的正弦波的电流流入MOSFETQl中。根据专利文献2，在图5的电路中，输出电压Vo由下面的式(1) 表示，其中Vin为直流电源电压，D为导通占空比，n (=Npl/Nsl=Np2/Ns2)为变压器T1、 T2的圈数比。 Vo=D. (l-D) .Vin/n ...... (1)
从式(1)可知，通过控制导通占空比D能够控制输出电压Vo。
此处，将电压变换率定义为N^2ivVo/Vin，则表示为
M=2D. (1陽D) ...... (2)
如图7中所示，电压变换率M在D=0.5时为最大值。在专利文献2中， 在一般的正向变换器中，输出电压Vo由下式(3)表示，因此能够减 小变压器的圈数比n。结果，通过漏电感的降低能够提高高频特性，使 变压器小型化。
Vo=D.Vin/n ...... (3)
但是，在圈数比n较小的情况下，因为施加在二极管D1、 D2上 的逆电压变大，所以需要耐压更高的二极管。因为二极管的耐压越高， 正向电压下降越大，所以存在二极管的损失增大，导致变换功率降低 这样的问题。
关于图8的电路，根据专利文献3，令电流流入二极管D1、 D2的 期间为电力传输期间，令没有电流流动的期间为电力非传输期间，通 过以开关频率调整电力传输期间和电力非传输期间之比，将输出电压 Vo控制为一定。
在此情况下，即使为重负载，在整流并合成二极管Dl、 D2的电 流所得的电流波形中也必定存在为零的期间，变压器次级绕组以及二 极管的电流有效值增大，变换效率降低。另外，因为平滑电容器Co的 电流有效值也较大，所以需要大型的电容器，妨碍了装置的小型化。 另外，下面对其他问题进行说明。 图8的电路的电压变换率M为图10那样的特性。 在图10中F为标准化频率，表示Lr和Cr的共振频率Fr相对于 开关频率Fs之比(F=Fs/Fr)。将F二1时M二1的动作点作为分界， M表示相对于负载电阻Ro的值的依赖性，特别是M为最大时的频率 随负载而变化。F=l为开关频率Fs与共振频率Fr—致的点，图9中 的t二t3 t4的期间消失。在F〈1的情况下，在t3〈Kt4， t7〈KtO中，成为变压器T1的初级电感(Lm+Lr)和Cr的共振电流流动的期间。
此处，当开关频率低于M为最大时的频率时，为图11中的波形图 所示的动作。 一般将该状态称为共振偏离。
在一个MOSFET的导通期间当共振电流从正反转为负时，电流流 入体二极管(body diode)。此时即使断开MOSFET，电流也继续流入 体二极管，当另一个MOSFET导通时， 一个体二极管反向恢复，流过 大的贯通电流。因为MOSFET的体二极管的反向恢复损失大，所以当 该状态持续时，最坏的情况是MOSFET发热直到破坏。
为了防止共振偏离，禾U用控制电路Contl进行限制，使得开关频 率比F不为Fmin以下即可。然而，如图10所示，M为最大的点随负 载而变化，因此非常难以设定用于在直流电源电压的急变、负载急变、 过负载等所有条件下防止共振偏离的Fmin。
专利文献1:日本特开平8-228486号公报(图1) 专利文献2:日本特开2007-74830号公报(图7，图8)，对应 US2007/0053210A1
专利文献3:日本特许第2734296号说明书(图1)
发明内容
为了解决上述问题，本发明的第一方面提供一种开关电源装置， 其中，第一开关电路和第二开关电路的串联电路与直流电源并联连接， 该第一开关电路由第一开关元件、第一二极管和第一电容器的并联电 路构成，该第二开关电路由第二开关元件、第二二极管和第二电容器 的并联电路构成，电感元件、第一变压器的初级绕组、第二变压器的 初级绕组和电容器的串联电路与第一、第二开关电路中的任一个并联 连接，该开关电源装置对第一变压器和第二变压器各自的次级绕组
(secondary winding)中产生的电压进行整流平滑而得到直流输出，该 开关电源装置的特征在于以由上述电感元件、第一变压器和第二变 压器的电感值之和以及上述电容器的静电电容值决定的串联共振频率 以上的开关频率，使第一开关元件和第二开关元件交替地导通、断开
(on、 off)。
本发明的第二方面的特征在于设置有控制电路，上述第一和第二开关元件各自的导通占空比为0.5，该控制电路调整开关频率，将上 述直流输出的电压控制为一定。
本发明的第三方面的特征在于上述第一变压器和第二变压器各 自的初级电感值大致相等，各自的初级绕组和次级绕组的圈数比相等。
本发明的第四方面的特征在于设置有控制电路，该控制电路以 使得上述开关频率的最小值大于由上述第一变压器或第二变压器中的 任一个的初级电感值和上述电感元件的电感值之和以及上述电容器的 静电电容值决定的串联共振频率的方式进行控制。
本发明的第五方面的特征在于上述第一变压器和第二变压器是，
当令上述直流电源的最大输入电压为Vin (max),令上述直流输出的 电压为Vo时，初级绕组和次级绕组的圈数比n设定为 n>Vin (max) / (4Vo)。
本发明的第六方面为第一 第五方面中任一方面所述的开关电源 装置，其特征在于设置有控制电路，该控制电路根据用于控制上述
直流输出的电压的反馈信号值控制开关频率，当反馈信号值低于与开 关频率的上限值相当的值时固定开关频率，使上述第一、第二开关元 件的导通占空比可变，并控制输出电压。
本发明的第七方面的特征在于上述第一变压器和第二变压器是，
当令上述直流电源的最大输入电压为Vin (max)，令上述直流输出的 电压为Vo时，初级绕组和次级绕组的圈数比为n<Vin (max) / (4Vo);
该开关电源装置设置有控制电路，该控制电路根据用于控制上述直流 输出的电压的反馈信号值控制开关频率，当反馈信号值低于与开关频 率的上限值相当的值时固定开关频率，使上述第一、第二开关元件的 导通占空比可变，将输出电压控制为规定值。
根据本发明的第一 第四方面，因为不需使变压器的圈数比变小就 能够将输出电压控制为恒定，所以能够使用耐压低的二极管，提高变 换效率。
根据本发明的第五方面，为了防止共振偏移而设定的最小频率变 的容易进行设定，能够提高电源装置的可靠性。
根据本发明的第六方面，能够抑制轻负载时的频率上升，并能够 将变压器的励磁电流抑制得较低，从轻负载到重负载能够提高变换效
8率。
根据本发明的第七方面，能够将重负载时的变压器的磁束振幅抑
制得较小，能够降低磁芯损失(corelosses)。
图1是表示本发明的实施方式的电路图。
图2是说明图1的电路动作的波形图。
图3是图1的电路的电压变换率特性图。
图4是说明本发明的控制特性的控制特性图。
图5是表示第一现有技术的电路图。
图6是说明图5的电路动作的波形图。
图7是图5的电路的电压变换率特性图。
图8是表示第二现有技术的电路图。
图9是说明图8中的电路动作的波形图。
图10是图8中的电路的电压变换率特性图。
图11是说明图8中的电路的问题的动作波形图。
符号的说明
Vin直流电源电压
Ql、 Q2 MOSFET
Dl、 D2 二极管
Tl、 T2变压器
Cr、 Cs 电容器
Co平滑电容器
FBI反馈电路
Contl 控制电路
Ro 负载
具体实施例方式
图1表示基于本发明的第一方面的第一实施方式的开关电源装置 的电路图。
与图5的电路的不同点在于，在变压器T1、 T2的电感成分、电感
9元件Lz和电容器Cr之间形成串联共振电路，并令控制电路Contl进行导通占空比0.5的频率控制。即，在电路上虽然与图5相同，但是在图5中没有形成串联共振电路。另外，通常与图1和图5的元件Q1、Q2并联连接有寄生电容和内部电感，但在此处省略图示。以下，参照图2的波形图，对图1的电路动作进行说明。电感元件Lz在Ql、 Q2进行开关时，与电容器Cs进行部分共振动作，使Q1和Q2进行零电压开关。其中，Lz可以由Tl、 T2的漏电感Lrl和Lr2代替，因此可以省略。在以下的说明中省略Lz。另外，Cs也可以由Ql、 Q2的寄生电容代替，因此也可以省略。
此处，Tl和T2各自的初级电感值大致相等，令各自的圈数比n相等，令Q1和Q2的导通占空比为0.5。这样，如图2所示，IQ1、 IQ2波形以及ID1、 ID2波形对称，伴随Q1、 Q2禾QD1、 D2各自的损失的发热变得相等。
Ql、 Q2和D1、 D2分别与共同的散热器热耦合并被冷却，散热器的冷却能力根据Q1和Q2 (Dl、 D2)中发热量较大的一方的元件的发热量被选定。即，当Q1和Q2 (Dl、 D2)的发热量不平衡时，按照发热量较大的一方的元件选定大型的散热器。
如上所述，根据本发明，因为伴随Q1、 Q2禾PD1、 D2各自的损失的发热相等，所以不需要过多的散热器，结果是，能够防止用于冷却Q1、 Q2和D1、 D2的散热器大型化(本发明的第二、第三方面)。
此处，令Tl和T2的初级电感相等并令其值为Lp，漏电感相对于Lp足够小，将其忽略，则图1的电路的电压变换率M为图3的特性。
这里，F为开关频率Fs相对于Lp和Cs的共振频率Fr之比(F=Fs/Fr)。
根据图3，电压变换率M为最大时F不依赖于负载地成为1/V^ 。这样，在F>1的情况下，以Tl和T2中任一个的初级电感Lp和电容器Cr的共振进行动作，在F^1的情况下，以T1和T2的初级电感之和与电容器Cr的共振进行动作。
因为在F〈l/V^的情况下，与图8的电路同样成为共振偏移的模式，所以在F〉1/V^下动作。此处，因为电压变换率M为最大时的F不依赖于负载地为一定，所以设定在直流电源电压的急变、负载急变、过负载等所有条件下防止共振偏移的Fmin变得非常容易。S卩，能够构成
无共振偏移的可靠性高的开关电源装置。
接着，在1/7^4<1的情况下，在由二极管D1、 D2整流后的电流 波形ID1+ID2中存在为零的期间，与图9为相同的波形，流入D1、 D2和Co的电流的有效值较大。
在F〉1的情况下，ID1+ID2没有为零的期间，成为在直流电流上 叠加有少量的交流电流的动作，与图8的电路相比，能够令Dl、 D2 的电流有效值和平滑电容器Co的电流有效值较小。因此，如本发明的 第四方面那样，通过令控制电路Contl的最低动作频率为F"，能够提 高变换效率，使产品小型化。
另外，在F〉1的区域，随着F变大，在M二0.5处收敛。因此，如 果以使得在开关电源装置的整个动作范围内M>0.5的方式设定动作 点，就能够抑制开关频率的过度的增加。具体而言，由于输出电压为 Vo=Vin.M/ (2n)，因此令变压器的圈数比n为
n>Vin (max) .Mmin/ (2Vo) =Vin (max) / (4Vo) 即可(本发明的第五方面)。
但是，在变压器圈数比n为接近Vin (max) / (4Vo)的值的情况 下，在为轻负载时开关频率大幅增加，轻负载时的效率降低。因此， 进行如下控制，当用于控制直流输出电压的反馈信号值超过与开关频 率的上限值相当的值时，固定开关频率，使上述第一、第二开关元件 的导通占空比可变(本发明的第六方面)。
图4是说明本发明的第六方面的实施方式的控制特性图。以下， 对本发明的控制特性进行说明。
这里，标准化频率比F和导通占空比D根据反馈电压VFB被控制。
在VFB^V3的情况下，令导通占空比D为0.5，将开关频率限制 为F (min)，防止共振偏移。
在V3^VFB^V2的情况下，令导通占空比D为0.5，使开关频率 比F可变。
在V2^VFB^V1的情况下，将开关频率限制为F (max)，使导 通占空比D可变。
在V1^VFB^0的情况下，令导通占空比D为O，使开关停止。这里，电压变换率M为在从0到Mmax的范围内连续变化的特性， 从轻负载到重负载，不用使开关频率过大地增加就能够将输出电压Vo 控制为一定。
接着，对本发明的第七方面进行说明。
在令变压器的圈数比n为iKVin (max) / (4Vo)的情况下，变压 器T1、 T2的励磁电流ILml、 ILm2在重负载时不过零(crosszero)， 以正或负的值反复进行上升、下降。此时，变压器的磁束振幅与励磁 电流过零的情况相比变小，能够降低磁芯损失并提高变换效率。
但是，将输出电压Vo控制为一定的条件是M<Vin(max)/(2Vin)， 当输入电压Vin为最大值时M<0.5。根据图3的电压变换率特性，由 于电压变换率M的最小值为0.5，因此意味着，在输入电压Vin为最大 值的动作条件下，即使令开关频率为无限大，输出电压Vo也超过设定 值。因此，通过采用与本发明的第六方面相同的控制方法，能够令电 压变换率M为0.5以下，在整个输入电压范围内能够将输出电压Vo控 制为一定。
权利要求
1.一种开关电源装置，其中，第一开关电路和第二开关电路的串联电路与直流电源并联连接，该第一开关电路由第一开关元件、第一二极管和第一电容器的并联电路构成，该第二开关电路由第二开关元件、第二二极管和第二电容器的并联电路构成，电感元件、第一变压器的初级绕组、第二变压器的初级绕组和电容器的串联电路与第一、第二开关电路中的任一个并联连接，该开关电源装置对第一变压器和第二变压器各自的次级绕组中产生的电压进行整流平滑而得到直流输出，该开关电源装置的特征在于以由所述电感元件、第一变压器和第二变压器的电感值之和以及所述电容器的静电电容值决定的串联共振频率以上的开关频率，使第一开关元件和第二开关元件交替地导通、断开。
2. 如权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于 设置有控制电路，其令所述第一和第二开关元件各自的导通占空比为0.5，调整开关频率，将所述直流输出的电压控制为一定。
3. 如权利要求1或2所述的开关电源装置，其特征在于 所述第一变压器和第二变压器各自的初级电感值大致相等，各自的初级绕组和次级绕组的圈数比相等。
4. 如权利要求1 3中任一项所述的开关电源装置，其特征在于 设置有控制电路，该控制电路以使得所述开关频率的最小值大于由所述第一变压器或第二变压器中的任一个的初级电感值和所述电感 元件的电感值之和以及所述电容器的静电电容值决定的串联共振频率 的方式进行控制。
5. 如权利要求1 4中任一项所述的开关电源装置，其特征在于 所述第一变压器和第二变压器是，当令所述直流电源的最大输入电压为Vin (max)，令所述直流输出的电压为Vo时，初级绕组和次级 绕组的圈数比n设定为n>Vin (max) / (4Vo)。
6. 如权利要求1 5中任一项所述的开关电源装置，其特征在于 设置有控制电路，该控制电路根据用于控制所述直流输出的电压的反馈信号值控制开关频率，当反馈信号值低于与开关频率的上限值 相当的值时固定开关频率，使所述第一、第二开关元件的导通占空比 可变，控制输出电压。
7. 如权利要求1 4中任一项所述的开关电源装置，其特征在于 所述第一变压器和第二变压器是，当令所述直流电源的最大输入电压为Vin(max)，令所述直流输出的电压为Vo时，初级绕组和次级 绕组的圈数比为iKVin (max) / (4Vo);该开关电源装置设置有控制电 路，该控制电路根据用于控制所述直流输出的电压的反馈信号值控制 开关频率，当反馈信号值低于与开关频率的上限值相当的值时固定开 关频率，使所述第一、第二开关元件的导通占空比可变，将输出电压 控制为规定值。
全文摘要
本发明提供开关电源装置，该开关电源装置的变换效率高且能够实现小型化。在直流电源之间连接由开关元件(Q1)和(Q2)的串联连接电路构成的半桥电路，在其输出端连接2个晶体管(T1、T2)的初级电感(Lr1、Lr2)和电容器(Cr)的串联电路，使其进行串联共振动作，并以导通占空比0.5控制开关元件(Q1、Q2)，由此，能够降低次级侧整流二极管(D1、D2)的耐压，提高变换效率。
文档编号H02M3/337GK101494421SQ200910126710
公开日2009年7月29日 申请日期2009年1月22日 优先权日2008年1月22日
发明者西川幸广 申请人:富士电机电子技术株式会社