专利名称：具有极宽ac输入电压范围的ac-dc中间电路转换器的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种具有极宽AC输入电压范围的AC-DC中间电路 转换器。
背景技术：
由US 6 344 979 Bl已知一种LLC-串联谐振-振荡回路-DC-DC变换器，其中提出了用于加载变压器初级端的输入端的全桥逆变器和 在此可选的两个串联的半桥。在变压器次级端上产生的电压在整流之 后输送给一个负载。总体上，LLC-串联谐振-振荡回路在此具有一个 带有串联的、例如通过变压器漏感形成的谐振电感的谐振电容器以及与变压器的初级绕组并联的电感，其中最后提到的电感例如通过一个 磁化电感形成。发明内容本发明的目的在于，提出一种可能源优化运行的、基于这类1^。 串联谐振-振荡回路-DC-DC变流器的具有极宽AC输入电压范围的 AC-DC中间电路转换器。根据本发明，该目的通过具有极宽AC输入电压范围的AC-DC 中间电路转换器实现，该转换器具有ZVS三电平DC-DC谐振变换器， 该变换器具有四个在两个DC中间电路端口之间串联设置的初级开 关(第一外初级开关、第二外初级开关以及第一内初级开关、第二内 初级开关)，a)其中，两个内初级开关之间的共用连接点通过LLC-串联谐 振-振荡回路与谐振电感、并联变压器初级绕组的磁化电感连接，并 且谐振电容器与第二外初级开关和第二 DC中间电路端口之间的共 用连接点连接，b)其中，第一外初级开关和第一内初级开关之间的共用连接点 通过输入电容器与第二外初级开关和第二内初级开关之间的共用连 接点连接，C)其中，在两个DC中间电路端口之间串联有两个中间电路电容器，其共用连接点形成一个DC中间电路中间端口，d) 其中，多个DC中间电路端口与多个整流器的整流端口 (Gleichanschluessen)连接，该整流器的AC输入端口通过AC输入电压加载，e) 其中，AC输入端口和DC中间电路中间端口之间设置有区 域转换开关f) 其中，区域转换开关在低AC输入电压范围中闭合并且ZVS 三电平DC-DC谐振变换器按照一种"双电平运行方式"的调制策略来 运行，在该调制策略中，分别是一方面第一外初级开关和第一内初级 开关共同被控制，并且另一方面第二内初级开关和第二外初级开关共 同被控制，从而LLC-串联谐振-振荡回路分别通过整个位于DC中间 电路端口之间的DC输入电压来加载，g) 其中，区域转换开关在中间的AC输入电压范围被断开，并 且ZVS三电平DC-DC谐振变换器也按照"双电平运行方式"的调制策 略来运行。h) 其中，区域转换开关在高AC输入电压范围被断开，并且ZVS 三电平DC-DC谐振变换器按照"三电平运行方式"的调制策略来运 行，在该调制策略中， 一方面第一外初级开关和第二内初级开关以互 补的方式和方法运行，另一方面第一内初级开关和第二外初级开关以 互补的方式和方法运行，从而LLC-串联谐振-振荡回路仅通过一半的 位于DC中间电路端口之间的DC输入电压来加载。利用本发明要达到的目的还在于，在极宽的AC输入电压范围 内也没有降低整个系统的工作效率以及尤其是效能。变压器不必设置 用于较大的输入电压范围，而是仅仅设置用于一个相比宽的AC输入 电压在很大程度上降低的范围，这有助于最佳化的设置变压器并且在 此尤其从根本上简化了所需要的芯线。变压器的漏感和其磁化电感表现为LLC-振荡回路的元器件部分。输入端三电平结构与两个不同的调制策略和LLC-振荡回路的组合即使在极宽的AC输入电压范围和 较大的负载变化中也确保了 AC-DC中间电路转换器的高效的功率密 度和效能。本发明的多个有利的设计方案在从属权利要求中表征。
本发明接下来将根据在附图中示出的实施例来进行说明。其中图1总体上示出了 ZVS三电平DC-DC谐振变换器的电路系统，图2示出了在ZVS三电平DC-DC谐振变换器的第二运行方式 (下述也称为"双电平运行方式"的调制策略)中实际值的时间曲线，图3a-3c示出了用于描述根据图2的"双电平运行方式"的调制策 略的等同的电路，图4示出了在ZVS三电平DC-DC谐振变换器的"三电平运行方 式"的调制策略中实际值的时间曲线，图5、 6示出了输入端的整流器，其具有用于实现倍压的区域转 换开关，图7示出了具有降低主动高次谐波(失真率)的AC-DC中间电 路转换器，图8-12示出了不同的输入端增压器-整流器，其能够主动调节功 率因数，图13示出了具有双DC-中间电路和主动功率因数调节的AC-DC 中间电路转换器。
具体实施方式
对于具有极宽AC输入电压范围的AC-DC中间电路转换器可以 使用两个串级连接的变换器，以使得能够实现被动元器件的优化和在 半导体中降低电压-及电流需求。在此使用到第一级(整流器)，从 而将改善变换器的功率因数和失真系数(高次谐波负载)。另外，该第一级用于匹配到正确存在的、在AC输入端口上连接的AC输入电压。其结果将导致基本上恒定的中间电路电压的配置，这有助于能够实现第二级(DC-DC变换器)的优化。在第一级中可以使用到借助 于区域转换开关执行的倍压配置，以便于减少极宽AC输入电压范围 在AC-DC中间电路转换器的功率密度和设定可行性上的负面效果。 然而，在AC输入电压的极大偏差中，第一级的工作效率像之前一样 受到很大程度上的影响。图1示出了所提出的ZVS三电平DC-DC谐振变换器上的电路 系统。其中附图标记分别表示3、 4 DC中间电路端口6、 7 DC输入端口8 变压器A 在DC-DC变换器中的切换点=初级开关串联电路的中间端口 =初级开关S2S3的连接点B 在DC-DC变换器中的切换点=具有DC中间电路端口 4的初级开关S4的连接点C 初级开关S^2的连接点 D 初级开关S3S4的连接点E 具有DC中间电路端口 3的初级开关SJ勺连接点Cin DC-DC变换器的输入电容器C。ut DC-DC变换器的输出电容器G DC-DC变换器的谐振电容器Cz 中间电路电容器Cfl、 C;2 DC-DC变换器的谐振电容器Lu 通过谐振电感的电流Lm DC-DC变换器的变压器的磁化电感k DC-DC变换器的谐振电感S2、 S3、 S4 DC-DC变换器的初级开关，包括反并联的二极 管(反馈二极管)，其中分别是 第一外初级开关52 第一内初级开关53 第二内初级开关s4 第二外初级开关接下来将说明这种具有极宽AC输入电压范围的ZVS三电平 DC-DC谐振变换器的运行方式，其中ZVS大体上是 "Zero-Voltage-Switch"或"零电压开关"的縮写，其中的含义是，功率半 导体在零伏特的电压中切换。如所看到的，所提出的DC-DC变换器在初级端上使用在电容器 Cin、 Cz上得到支持的三电平结构。这能够降低串联在DC中间电路 端口 3、 4 (以DC电压Vin加载)之间的初级开关S2、 S3、 S4 。 设置在初级端上的LLC-串联谐振-振荡回路能够实现初级开关 S2、 S3、 S4的零电压切换，该LLC-串联谐振-振荡回路由位于切换点 A (=S2和S3的连接点)上的谐振电感Lp变压器8的磁化电感Lm 和位于切换点B (DC中间电路端口4)上的谐振电感Lr构成。不同 于传统串联谐振变换器，所提出的ZVS三电平DC-DC谐振变换器有 利地在由谐振电感Lr和谐振电容器Cr确定的谐振频率之上或之下的 频率中工作并且在此还确保了初级开关S,、 S2、 S3、 S4的零电压切 换。零电压切换通过使用变压器8的的磁化电感Lm实现。并联于变压器8的初级绕组的磁化电感Lm另外能够实现在更宽 负载范围内的所提出的ZVS三电平DC-DC谐振变换器，而无需或者 提高LLC-串联谐振-振荡回路的品质因数或者提高切换频率和谐振 频率之间的比例。因此也降低了流通在ZVS三电平DC-DC谐振变换 器内的能量。另外，对此使用到谐振电容器G，基于所提出的调制方 法而禁止了产生的DC组件。通过这种方式确保了变压器8的磁通量的 均衡状态。ZVS三电平DC-DC谐振变换器的次级端可以配备有在全 波配置、半波配置或倍压配置中的二极管整流器。在实施例中，变压 器8的次级绕组被分割，其中部分绕组与次级二极管Dn、 D^的正极 连接，其负极相互连接并且形成DC输出端口 6。另一DC输出端口7 位于两个部分绕组的共用端口上。在两个DC输入端口6、 7之间接通 有输出电容器C。w。该ZVS三电平DC-DC谐振变换器的调节在可变的切换频率中 实现。ZVS三电平DC-DC谐振变换器，当其在谐振频率之下运行时 可以提高输入电压。为了在降低输入电压时调节输出电压，则降低切 换频率。如随后还要详细描述，ZVS三电平DC-DC谐振变换器在这种方 式下形成，即次级二极管Dn、 D^在零电流切换的条件下运行。有利 的是，在此减少了关于禁止延迟时间的问题。根据运行条件，所提出的ZVS三电平DC-DC谐振变换器具有两 个不同的运行方式。每个运行方式在每半个切换周期中具有三个级。 当ZVS三电平DC-DC谐振变换器通过高于由谐振电感L和 谐振电容器Cr确定的谐振频率的切换频率运行时，出现第一运行方 式。在这种情况下，LLC-串联谐振-振荡回路的自然谐振周期分别被 间歇地中断。这种运行方式类似于串联谐振变换器的运行方式。 当ZVS三电平DC-DC谐振变换器通过低于由谐振电感k和 谐振电容器Cr确定的谐振频率的切换频率运行时，出现第二运行方 式。该运行方式随后根据图2及图3a-3c来详细描述，因为该运行方式 具有多种优点，如在初级开关Si、 S2、 S3、 S4中降低断开损失并且在 次级二极管Dn、 D^中减少了关于禁止延迟时间的问题。两种运行方式(非谐振运行方式和谐振运行方式)保证了平滑 的切换并且可以在ZVS三电平DC-DC谐振变换器中轻易执行。接下来将根据图2及图3a-3c来详细描述ZVS三电平DC-DC谐 振变换器的第二运行方式。这些图示示出了赋值的时间曲线，如Vgs 用于DC-DC变换器的初级开关的控制信号Vab 连接点A和B之间的电压Vin DC-DC变换器的输入电压V0n DC-DC变换器的己变压的输出电压Ik 通过谐振电感的电流lLm 通过磁化电感的电流Isi、 Is3 通过初级开关的电流n DC-DC变换器的变压器的转换比例to、 h、 t2、 t3用于限定时间段的时间点在图3a、 3b、 3c中示出了相当于第二运行方式的电路，用于在 每半个切换周期中发生的三个级。图3a示出了第二运行方式的第一级，也就是时间点to和h之间 的时间段。为了开始该时间段，第一外初级开关S,和第一内初级开关 S2被接通并且通过谐振电感L的电流流过该初级开关S,和S2的反并 联二极管。对于时间点t。，初级电流变换其方向并且一半输入电压Vin 和已变压的输出电压VQn之间的电压差处于LLC-串联谐振-振荡回路 上，其中n是变压器8的转换比例。因此而开始了谐振电容器G和 谐振电感U之间的振荡，而该第一级将输入功率传递到输出端上。图3b示出了第二运行方式的第二级，也就是时间点t,和12之间 的时间段。对于时间点tp谐振电流通过谐振电感Lr实现了磁化电流， 由此变压器8的次级端从处级端上去耦。对于该时间点t,开始了谐振电容器Cr、谐振电感Lr以及变压器8的磁化电感Lm之间的新的振荡。 图3C示出了第二运行方式的第三级，也就是时间点12和t3之间 的时间段。对于时间点t2，初级开关S!和S2通过磁化电感Lm断开， 从而减少了断开损失。另外磁化电感Lm将初级开关S3、 S4的电容放电到零，以使得其反并联二极管接通，由此在变压器8上设置负电压。因为初级开关S3、 S4的反并联二极管引导初级电流，所以初级开关S"S4可以作为零电压开关来运行。在该第三级中，次级端一直与DC-DC变换器的处级端去耦。另外，谐振电容器Q、谐振电感Lr以及变压器 8的磁化电感Lm之间的振荡将继续进行。在第三级结束时，初级电流变换其方向，由此开始下一半的切换周期，在该周期中，第二内初级开关S3和第二外初级开关S4被接通。总的来说，ZVS三电平DC-DC 谐振变换器在低AC输入电压范围内根据"双电平运行方式"的调制策略来运行， 在该策略中，首先，第一外初级开关S!和第一内初级开关S2每次一同被控制-随后，第二内初级开关S3和第二外初级开关S4 —同被控制， 从而LLC-串联谐振-振荡回路每次通过在DC中间电路端口 3、4之间的全部DC输入电压来加载。LLC-串联谐振-振荡回路的前述谐振的运行方式由此而确保了 ZVS运行方式具有已降低的对于初级开关S" S2、 S3、 S4的断开损 失以及次级二极管Dn、 Dc的已降低的损失。如前面已经证实的，以所希望的ZVS三电平DC-DC谐振变换 器的极宽的AC输入电压范围为基础的整个系统的优化是困难的。在 具有(输入端的)整流器和(输出端的)DC-DC变换器的两级配置 中通常将调节中间电路的DC电压，这可以实现第二级的优化，也就 是单独的DC-DC.变换器的优化。尽管第一级(整流器)根据像之前 所希望的AC输入电压的极宽变化范围所述的那样是困难的。为了达 到所希望的相关失真因数(高次谐波负载)的要求，第一级则通常通 过增压器-整流器(增强转换器)实现，其中中间电路的DC电压这 样选择，即其高于(网络端)AC输入电压的最大峰值。因此必须在 最低的AC输入电压中提高整流器的加强因数，在功率半导体中增大有效电流。额外地，位于输入端的电感Lin上的电压增加了基于电流波所建立的要求的负担。解决方案可以是符合现有AC输入电压可进行变化预设的中间电 路的DC电压。在该解决方案中，中间电路的DC电压在低AC输入电 压范围内相应地预设该下范围的AC输入电压的最大峰值。在中间的 AC输入电压范围中预设中间电路的DC电压，以使得满足目前预设的 运行条件，该运行条件能够实现第一级的优化。为了满足这些预设的要求，鉴于第二级可以需要一个DC-DC变换 器，其能够在不同的DC输入电压上工作。当该DC-DC变换器要在较 宽的DC输入电压范围中工作时，与平缓接通的DC-DC变换器相关联 的问题是其较差的工作表现。在这种使用情况下，DC输入电压的变化 不仅造成了变压器线圈圈数比例的下降，而且还造成了在切换频率或 负载周期中较大的偏差。出于这种原因，DC-DC变换器的优化将难以 实现，并且甚至于在功率半导体中不仅由于逐渐提高的负载及提高了 在DC-DC变换器中流通的能量，而且也会基于被降低的效率而难以实 现。使用在输入端的三电平架构上得以支持的DC-DC变换器说明了 不同的调制策略(调制模式)的应用，该策略基于"双电平运行方式" 或"三电平运行方式"或"双电平三电平混合运行方式"。通过这种作为功能的特征以及根据正确建立的DC输入电压来使用，从而能够最小化 DC-DC变换器有效功率的在更宽DC输入电压范围下的波动。通过这 种方式，DC-DC变换器在低AC输入电压范围中通过图2、 3a-3c中表 述的"双电平运行方式"的调制策略来运行。在此，变压器8和LLC-串 联谐振-振荡回路通过全DC输入电压来加载。在上DC输入电压范围 (表示在双级配置(整流器+DC-DC变换器)中中间电路的更高DC电 压)中，调制方式这样变化，即变压器8和LLC-串联谐振-振荡回路 仅仅通过半DC输入电压(目前是较高的)来加载，下文中以"三电 平运行方式"来表示。在图4中示出了在上DC输入电压范围中"三电平运行方式"的调 制策略中实际值的时间曲线。如所能看到的，第一外初级开关S!和第二内初级开关S3以及第一内初级开关S2和第二外初级开关S4都以互补的方式和方法运行。虽然该初级开关的负载周期可以调整，以便于 由此而调节输出电压，但对于第一外初级开关S!和相应对于第一内初 级开关S2的负载周期被设定到每个负载周期的25%，在这样的负载周 期中，在该调制策略下达到最大化的电压加强。ZVS三电平DC-DC 谐振变换器根据"三电平运行方式"调制策略这样运行，即LLC-串联 谐振-振荡回路仅仅通过位于DC中间电路端口 3、 4之间的一半的 DC输入电压来加载。图4另外示出，即所提出的"三电平运行方式"调制策略在LLC-串联谐振-振荡回路和变压器8上造成了一种符合切换频率的两倍数 值的频率。为了在L L C -串联谐振-振荡回路中达到相同的加强特征， 初级开关Sp S2、 S3、 S4的切换频率被设定在下输入电压范围内出 现的一半的切换频率数值上。还可以得到证实的是，在对应两种运行方式的根据图2、 3a-3b 的"双电平运行方式"(在"较小"的DC输入电压中应用)及根据图4 的"三电平运行方式"(在"较大"的DC输入电压中应用)的调整策略中都将得到相同的特征曲线，这会带来对于功率半导体、LLC-串联 谐振-振荡回路以及变压器8的近似的有效-及峰值。额外地，在两种 运行方式下的切换损失也是相同的。这将保证了在两种运行方式中进 一步良好的优化可行性。接下来将详细地描述对应AC-DC中间电路转换器、整流器的两级配置的第一级。通常的输入级包含具有一个下游较大的平滑电容器的全桥整流器。这种平滑电容器降低了在第二级(DC-DC变换器) 中电压波形的波度。然而，这种输入电流的问题是，其造成了在网络 中极端的尖峰输入电流和非线性的失真。失真系数(高次谐波负载) 在这种整流器中通常在55%到65%的范围内。由此而得到的功率系 数也是一个比较差的数值。通过输入级(整流器)的篡改可以实现功率因数和非线性失真的 改善。在图5和6中示出了，在低能量区域内的应用中可以使用用于 避免高次谐波的被动解决方案，以便于实现针对性的改善。通过较大 的平滑电感I^，具有二极管D" D2、 D3、 D4的单相全桥整流器将产 生一个在卯％功率因数和48%失真系数(高次谐波负载)中的矩形电 流。当平滑电感Lm的数值降低时，这样所实现的数值也会变差。至少 在低能量区域内各自所连接的较小的负载中，所要求的用于失真因数 的数值相应实现了高次谐波负载。在图5和6中示出了两个整流器，其通过使用区域转换开关Sr可 以实现倍压的选择。在此，根据图5和6的电路图之间的区别是平滑 电感Lm的布局。在根据图5的电路图中，平滑电感1^设置在AC端 上。在根据图6的电路图中，平滑电感Li。设置在DC端上并且在此以 两个相互耦合的元件Lin/2分开，这有助于这种被动元器件的尺寸和重量。其中表示有Di、 D2、 D3、 D4 整流器的二极管CZ1、 CZ2 中间电路电容器 Lin 整流器的平滑电感 SR 整流器的区域转换开关 1、 2 AC输入端口DC中间电路中间端口在图7中作为前述描述的结果示出了具有被动高次谐波(失真系数)减少功能的AC-DC中间电路转换器(具有两级配置)的建议。(输 入-)整流器设计为二极管桥接整流器的形式，该整流器具有二极管Dp D2、 D3、 D4以及用于减少失真系数(高次谐波负载)的在DC端上的分开的被动 平滑电感Lm。在这种情况下，中间电路的DC电压不匹配一个预设(希望) 的数值，这将妨碍下游的DC-DC变换器的优化。过滤器/平滑-及半导体元器 件必须设置用于具有尽可能高的电流的负载，该电流在最低网络电压中产 生。该建议使用到一种带有区域转换开关Sr的布局，以便于负载这样适当 地降低DC输入电压对于下游DC-DC变换器的较大偏差。这种布局通过前述用于ZVS三电平DC-DC谐振变换器的布局相应 地结合具有"双电平运行方式"和"三电平运行方式"的调制策略，以便于这 样满足在极宽AC输入电压范围中出现的要求，由此而不仅在低AC输入 电压范围90-135V中，也可以在高AC输入电压范围400-550V中都可以 如下在网络电压上广泛运行A) 在AC输入电压范围卯-135V中，区域转换开关SR被 连接并且在中间电流的电容器上的电压具有254到380V 的数值成倍地高于AC输入电压的峰值。ZVS三电平 DC-DC谐振变换器根据前述图2、3a-3c的调制策略"双 电平运行方式"来运行。输入电压通过使用初级开关S,、 S2、 S3、 S4时的频率调制来调节。B) 在中间AC输入电压范围160-265V中，区域转换开关 Sr被断幵，进而导致一个235-380V的未调节电压。 DC-DC变换器如A) —样来运行，也就是说通过如图2、 3a-3c的"双电平运行方式"调制策略来运行。C) 在较高的AC输入电压范围400 - 550V中，区域转换开 关Sk也被断幵，进而导致一个565-780V的未调节电压。 该电压几乎对应于通用网络电压的成倍数值。为了进行 补偿，ZVS三电平DC-DC谐振变换器根据前述图4的 调制策略"三电平运行方式"来运行。输入电压也通过使 用初级开关S^ S2、 S3、 S4时的频率调制来调节。附加地，在功率半导体、LLC-串联谐振-振荡回路以及变压器8的 流通电流的近似值和峰值在两种调制策略"双电平运行方式"和"三电平运 行方式"中是相同的，另外，切换损失在所有情况中也是一样的。此外，对 于变压器设计方案重要的参数在两种调制策略中是类似的。结果可以设定出，即根据图7所提出的解决方案不仅在相关AC输入电压的较大范围内(例如90到550V中)，也在AC输入电压的相对高的数值时(例如550V)都可以有利地使用，而不会在此不利地影响到AC-DC中间电路转换器的 效率和功率密度。接下来将描述基于两级配置(整流器+DC-DC变换器)的解决方案， 该解决方案用于具有正面影响(调节)功率系数能力的AC-DC中间电路 转换器。图8-12在此示出了增压器-整流器的简化电路图，该整流器可以 用于所提出的两级配置的第一级 图8 示出了一种单开关-增压器-整流器 (Single-Switch-Boost-Converter)，其具有桥接整流器的二极管D!、 D2、 D3、 D4、 DC端平滑电感Lh;开关Ss;输出端二极管Db和中间电路电容器 Cz， 图9示出了一种增压器-整流器，其具有桥接整流器的二极管 D2、 D3、 D4;两个搭挂的开关Sw、 SB2;两个对应的DC端分来的平滑 电感Lln/2 ;以及两个输出端二极管Dbl 、 Db2和中间电路电容器 (Interleaved-Boost-Converter) Cz， 图lO示出了一种三电平增压器-整流器，其具有桥接整流器的二极管Dp D2、 D3、 D4;两个桥接整流器的输出端上分开并且相互耦合的 平滑电感Lin/2;两个与DC中间电路端口 3、 4连接的输出端二极管Db3、 Db4;两个与平滑电感连接的、串联的开关Sw 、 SB2;两个在DC中间电路 端口 3、 4之间串联的中间电路电容器CZ1、 Cz2以及在桥接整流器和开关与 中间电路电容器的共用连接点(=DC中间电路中间端口 5)之间设置的区域 开关Sr， 图11示出了 一种单相维也纳式增压器-整流器 (Single-Phase-Vienna-Boost-Converter)，其具有桥接整流器的二极管D!、 D2、 D3、 D4; AC端的平滑电感Lin;两个与DC中间电路端口 3、 4连接的输出端二极管Db3、 Db4;两个在DC中间电路端口 3、 4之间串联的中间电路 电容器CZ1、 CZ2以及在桥接整流器的整流端口之间连接的开关SB， 图12示出了双开关-三电平增压器-整流器 (Two國Switch-Three-Level-Boost-Converter)，在该整流器中，开关SB相比 根据图11中示出的接通在此被取消并且桥接整流器的二极管D2、 D4由开关Sw、 Sb2代替。在此其中表示有Db、 Dbl、 Db2、 Db3、 Db4 整流器的输出端二极管 SB、 SB1、 SB2 包括回馈二极管的整流器的开关 在所有解决方案中，桥接整流器通过一种主动的功率因数调节来进 行补充，其原理上的功能性将改善输入电流-失真系数(对应高次谐波负载)。 整流器以CCM模式(连续传导模式、不中断电流传导)来运行，由此实现 了输入电流调节的改善。额外地，整流器的非脉冲式电流降低了用于EMI 过滤器(用于降低电磁功能性干扰的过滤器)的要求。在图8和9中示出了通用的单开关-增压器-整流器(图8)以及具 有两个搭挂开关的增压器-整流器(图9)。根据图9的增压器-整流器的实 质性优点在此可以看出，即在整流器的输入端上降低了相当的驱动频率， 而在此不会妨碍到整流器中的切换损失。由此而得到的结果是，减少了EMI 过滤器和总体电感。当在使用一个共用芯线时两个平滑电感相互耦合，从 而得到了在根据图9的布局中的额外优点。根据图8、 9的解决方案建议 可以通用地用于不同的网络电压条件，例如可以在90V-250V的AC输入 电压范围中使用，其中中间电路在安置在400V的DC电压中。在这种情 况下可以使用500V或600V的MOSFET或IGBT。然而会损害到在低AC 输入电压范围中整流器的效率，这同时会造成功率降低。如前文所描述的可 以改善效率，其中一种双DC中间电路(具有区域转换开关)以AC-DC中 间电路转换器的运行方式来执行。在这种情况下，可以顾及到这种条件而 采用三电平整流器，从而不会在此影响到变换器的效率。在图10、 11、 12中示出了在高AC输入电压范围400V-550V中使 用的三电平整流器，其中中间电路的DC电压为了改善运行设置为800V。 这种根据图10、 11、 12的三电平整流器相对于传统的单开关增压器-整流器的优点是，降低了在主要组件中的电压要求(在中间电路的半DC电压 中降低)并且抑制了电流波度，这将縮减平滑电感的结构尺寸。设定用于 低压的功率半导体有利地具有改善的电气特征，如低能量损失和低切换损 失。在接通状态中，切换损失被降低，因为设定用于低压的功率半导体具有较低的输出端电容。此外，功率半导体仅仅通过中间电路的一半DC电压来加载。这在总体上导致了较低的损失。此外，通过较低电压来加载的 二极管具有己改善的相关禁止延迟时间的特征。重要的是，整流器不仅仅用于覆盖到400-550V的高输入电压范围， 还适合用于全部的90-550V的AC输入电压范围。在这种情况中，变换器的 效率甚至于更多地在低AC输入电压范围内被影响，因为在这样的低范围中 变换器的DC放大被加载，以便于能实现中间电路的800V的DC电压。双 DC中间电路(具有区域转换开关)的使用改善了在低AC输入电压范围内 的效率。在图13中示出了一种具有双DC中间电路的AC-DC中间电路转换 器的简化实施例，其作为前述根据图8-12的额外说明结果，该双DC中间 电路可以很好地用于覆盖90-550V的其他AC输入电压范围。第一级通过 具有区域转换开关Sr (见根据图10的布局)的三水平(增压器)整流器来 执行。三水平增压器-整流器的两个开关SB1、 SB2通过180。的相位移相互运 行，以便于电流波度通过平滑电感最佳地被抑制。另外，两个分开的平滑电 感Li。/2彼此耦合，以便于最小化这些被动元器件的尺寸和体积。双DC中间 电路(双整流器方案)在区域转换开关SR时将用于 在90-135V的低AC输入电压范围中，区域转换开关SR被闭合， 由此而可以实现的倍压功能。 在160-265V的中间AC输入电压范围中，区域转换开关SR被断 开并且整流器以传统的方式工作。有利地，双DC中间电路促使电流和流通的能量的有效值和峰值的 下降。其结果是，两种运行方式具有与传统单开关增压器整流器一样类似的 特征。区域转换开关SR可以以机械形式或电子机械形式或半导体的形式或跳线的形式实现。在两种前述的AC输入电压范围(较低和中间范围)中，中间电路的DC电压设为400V。单独的DC-DC变换器根据前述图2、3a、 3b、 3c的调制策略"双电平运行方式"来运行。在400-550V的高AC输入电压范围中，中间电路的DC电压设为 800V。为了实现相同的DC放大特征，ZVS三电平DC-DC谐振变换器以图 4所述的"三电平运行方式"的调制策略来运行。这能够想到，在LLC-串联谐振-振荡回路和变压器8，甚至于中间电路的所使用的不同DC电压 中的特征曲线都是相同的。这意味着，有效电流和峰值电流都在功率半导 体和被动元器件中都保持不变并且由此而不会改变散热相关的相同要求。 出于这种原因而确保了在极宽AC输入电压范围上良好的优化。附图标记1、 2AC输入端口3、 4DC中间电路端口5DC中间电路中间端口6、 7DC输出端口8变压器A、 B、 C、 D在DC-DC变换器中的连接点DC-DC变换器的输入电容器Cz、 Czi 、 Cz2中间电路电容器CoutDC-DC变换器的输出电容器crDC-DC变换器的谐振电容器Drl、 Dr2DC-DC变换器的次级二极管D,、 D2、 D3、 D4整流器的二极管Db、 Dbi、 Db2、 Db3、 Db4整流器的输出二极管iLm通过磁化电感的电流ILr通过谐振电感的电流Isi、 Isi通过初级开关的电流Lin整流器的平滑电感LmDC-DC变换器的变压器的磁化电感LrDC-DC变换器的谐振电感nDC-DC变换器的变压器的转换比例Si、 S^、 S3人 S4DC-DC变换器的初级开关，包括反馈二极管SB、 Sbi、 SB2、变换器的开关，包括反馈二极管sR整流器的区域转换开关t0、 tl、 t2、 t3时间点vab连接点A、 B之间的电压v gs用于DC-DC变换器的初级开关的控制信号vinDC-DC变换器的输入电压V0nDC-DC变换器的已变压的输出电压
权利要求
1.一种具有极宽AC输入电压范围的AC-DC中间电路转换器实现，所述转换器具有ZVS三电平DC-DC谐振变换器，所述变换器具有四个在两个DC中间电路端口(3、4)之间串联设置的初级开关(S1、S2、S3、S4)即第一外初级开关(S1)、第二外初级开关(S4)以及第一内初级开关(S2)、第二内初级开关(S3)，a)其中，所述两个内初级开关(S2、S3)之间的共用连接点(A)通过LLC-串联谐振-振荡回路与谐振电感(Lr)、并联变压器(8)的初级绕组的磁化电感(Lm)连接，并且谐振电容器(Cr)与所述第二外初级开关(S4)和所述第二DC中间电路端口(4)之间的共用连接点连接，b)其中，所述第一外初级开关和所述第一内初级开关(S1、S2)之间的共用连接点(C)通过输入电容器(Cin)与所述第二外初级开关和所述第二内初级开关(S3、S4)之间的共用连接点(D)连接，c)其中，在所述两个DC中间电路端口(3、4)之间串联有两个中间电路电容器(CZ1、CZ2)，其共用连接点形成一个DC中间电路中间端口(5)，d)其中，所述多个DC中间电路端口(3、4)与所述多个整流器(D1、D2、D3、D4)的整流端口连接，所述整流器的AC输入端口(1、2)通过AC输入电压加载，e)其中，所述AC输入端口(2)和所述DC中间电路中间端口(2)之间设置有区域转换开关(Sr)，f)其中，所述区域转换开关(Sr)在低AC输入电压范围中闭合并且所述ZVS三电平DC-DC谐振变换器按照一种“双电平运行方式”的调制策略来运行，在所述调制策略中，分别是一方面所述第一外初级开关(S1)和所述第一内初级开关(S2)共同被控制，并且另一方面所述第二内初级开关(S3)和所述第二外初级开关(S4)共同被控制，从而所述LLC-串联谐振-振荡回路分别通过整个位于所述DC中间电路端口(3、4)之间的DC输入电压来加载，g)其中，所述区域转换开关(Sr)在中间AC输入电压范围被断开，并且所述ZVS三电平DC-DC谐振变换器也按照“双电平运行方式”的调制策略来运行，h)其中，所述区域转换开关(Sr)在高AC输入电压范围被断开，并且ZVS三电平DC-DC谐振变换器按照“三电平运行方式”的调制策略来运行，在所述调制策略中，一方面所述第一外初级开关(S1)和所述第二内初级开关(S3)以互补的方式和方法运行，另一方面所述第一内初级开关(S2)和所述第二外初级开关(S4)以互补的方式和方法运行，从而所述LLC-串联谐振-振荡回路仅通过位于DC中间电路端口(3、4)之间的一半的DC输入电压来加载。
2. 根据权利要求1所述的AC-DC中间电路转换器，其特征在 于，所述谐振电感(L》至少部分地通过所述变压器(8)的漏磁电感 形成。
3. 根据权利要求1或2所述的AC-DC中间电路转换器，其特 征在于，所述整流器(Dp D2、 D3、 D4)设计为不可控制的全桥 整流器，其具有在AC端上的平滑电感(Lin)。
4. 根据权利要求1或2所述的AC-DC中间电路转换器，其特 征在于，所述整流器(Dp D2、 D3、 D4)设计为不可控制的全桥 整流器，其具有在DC端上由两个相互耦合的组件构成的平滑电感(Lin)。
5. 根据权利要求1或2所述的AC-DC中间电路转换器，其特 征在于，所述整流器设计为可控制的三电平增压器-整流器，其具有在 桥接整流器(Dp D2、 D3、 D4)的输出端上分开并且相互耦合的平 滑电感(Lin/2)、两个与DC中间电路端口 (3、 4)连接的输出二极管(Db3、 Db4)和两个与平滑电感连接且串联的开关(SB1 、 SB2)。
6. 根据权利要求1或2所述的AC-DC中间电路转换器，其特 征在于，所述整流器设计为可控制的单相维也纳式增压器-整流器， 其具有AC端的平滑电感(Lin)、两个输出二极管(Db3、 Db4)和一 个在桥接整流器(Di、 D2、 D3、 D4)的整流端口之间连接的开关(SB)。
7. 根据权利要求1或2所述的AC-DC中间电路转换器，其特 征在于，所述整流器设计为可控制的双开关-三电平-增压器-整流器， 其具有AC端的平滑电感(Lin)和两个输出二极管(Db3、 Db4)，在 所述双开关-三电平-增压器-整流器中，桥接整流器(Dp D2、 D3、 D4)的两个二极管由开关(SB1 、 SB2)代替。
全文摘要
本发明涉及一种具有极宽AC输入电压范围的AC-DC中间电路转换器，转换器具有ZVS三电平DC-DC谐振变换器，变换器具有四个在两个DC中间电路端口之间串联设置的初级开关，其中，两个内初级开关之间的共用连接点通过LLC-串联谐振-振荡回路与谐振电感、并联变压器初级绕组的磁化电感连接，并且谐振电容器与第二外初级开关和第二DC中间电路端口之间的共用连接点连接。根据本发明，在极宽的AC输入电压范围内也没有降低整个系统的工作效率以及尤其是效能。
文档编号H02H3/28GK101609970SQ20091013498
公开日2009年12月23日 申请日期2009年4月20日 优先权日2008年6月18日
发明者安东尼奥·科恰, 弗朗西斯科·卡纳莱斯 申请人:Abb股份有限公司