谐振功率因数校正转换器的制作方法

专利名称：谐振功率因数校正转换器的制作方法
技术领域：
本发明涉及功率转换器。更具体地，本发明涉及谐振功率因数 校正转换器。
背景技术：
电源是向输出负载或负载组供应电能或者其他类型能量的设备
或系统。术语电源可以指主配电系统和其他初级或次级能量源。功 率转换指将 一 种形式的电力转换成另 一 期望的形式和电压，例如将
电力公司供应的115或230伏特交流电(AC)转换为用于电子设备 的经过调节的低压直流电(DC),称为AC到DC功率转换。
开关式电源、开关模式电源或SMPS是合并了开关调节器的电 源。当线性调节器使用偏置在其有源区的晶体管来规定输出电时压， SMPS主动地使晶体管在完全饱和与完全截止之间高速率切换。然 后，将得到的矩形波通过低通滤波器以获得近似的输出电压，其中 低通滤波器通常是电感器和电容器(LC)电路。
传统的串联调节的线性电源通过改变其电阻以应付输入电压改 变或者负载电流要求的改变，从而维持恒定的电压。线性调节器通 常效率较低。然而，开关式电源使用具有变化的占空比的高频开关 (晶体管)来维持输出电压。由切换引起的输出电压变化被LC滤波 器滤出。
线性电源和SMPS都可用于^f吏供电电压下降。然而，与线性电 源不同，SMPS还可以提供升压功能和反向输出功能。SMPS通过临 时存储输入能量然后以不同电压向输出释放能量而将输入电压电平 转换成其他电平。该存储器可以是诸如电感器和/或变压器之类的电 磁元件或者诸如电容器之类的静电元件。目前应用着各种各样的不同的DC到DC功率转换器配置，大 多数是降压转换器、升压转换器以及降压-升压转换器的变种。某些 型的降压转换器包括推挽式转换器、正激转换器、半桥转换器以及 全桥转换器。谐振功率转换器包括LC谐振回路，其操作为使得通过 电感器的电流和跨电容器的电压基本上是正弦曲线。谐振功率转换 器包括LC谐振电路。LC谐振电路包括一个或多个电感器以及一个 或多个电容器，并且LC谐振电路具有至少一个谐振频率。在某些 LC谐振电路包括不止一个电感器或不止一个电容器的情况下，LC 谐振电路可以具有不止一个谐振频率。尽管硬切换或软切换功率转 换器通过调节脉宽调制占空比来控制，但是谐振功率转换器通过改 变电路参数使得其在接近或远离谐振频率的频率处操作来控制。在 谐振转换器中，晶体管开关通常以几乎没有造成或者根本没有造成 切换损耗的方式进行切换，这通过安排在跨开关的电压或者通过开 关的电流接近于零时进行切换来实现。
使用推挽式转换器的配置与半桥转换器配置类似，区别只在于 推挽式转换器配置中心分接初级变压器。使用全桥转换器的配置与 半桥转换器配置类似，区别只在于全桥转换器包括连接到变压器初 级的每个端的两个晶体管开关，而在半桥转换器中是连接到一端。
AC电力系统的功率因数被定义为实际功率与视在功率的比，并 且是在0与l之间的数。实际功率是在具体时间中执行工作的电路 的容量。视在功率是电路的电流和电压的乘积。由于存储在负载中 并且返回到源的能量，或者由于使从源引出的电流的波形失真的非 线性负载，视在功率可能大于实际功率。低功率因数负载增大了配 电系统中的损耗，并且导致增大的能量成本。功率因数校正(PFC) 是抵消引起功率因数小于1的电负载的不利影响的技术。功率因数 校正试图将功率因数调整到一 (l，OO)。
高于65W的AC到DC转换器以及某些低于65W的特殊应用， 需要转换器以高的功率因数和低的谐波失真从AC线路引出电流。 大多数用于产生具有多个隔离的低压DC输出的功率因数校正电源的传统方法包括多个转换器级，并且存在输出电压的交叉调节的严 重问题。术语"隔离"指输入电压与输出电压隔离。具体地，隔离 意味着在电源的输入源与其输出端子或负载之间没有直接的传导通 路。隔离是通过使用与从输入到输出的功率流串联的功率变压器来 实现的。隔离可以应用到整个功率转换器，或者应用到功率转换器 中的各个元件，其中元件的电压输入与元件的电压输出隔离。交叉
调节指的是在调节转换器中的一个单元(诸如几个DC输出电压中 的一个)时，同时调节电路中的另一单元(诸如几个DC输出电压 中的另一个)。此外，传统方法需要隔离变压器来将高压总线降为 低压输出，这种实践需要大的匝数比并且导致变压器设计不能针对 电磁干扰(EMI)或交叉调节达到最优。这些设计通常还包括复杂的 控制，以获得具有高的功率因数和低的总谐波失真的输入电流波形。 传统技术通常落在两种类别的中等功率的功率因数校正隔离转 换器之一中。第一类别使用boost转换器(升压转换器)来生成高压 总线，其然后与隔离buck型转换器(降压转换器)级联以使高压总 线降到隔离的低压输出。这种技术相对昂贵并且不是非常有效。第 二类别使用3个级联的转换器，其中至少一级(通常是最后一级) 是隔离的谐振转换器。由于事实上存在三个级，因此这三个级联的 转换器也不怎么有效。此外，最后的谐振级很难获得输出电压的良 好的交叉调节。
来自上述第 一类别的第 一种传统的高功率因数隔离转换器包括 升压转换器以产生高功率因数输入。升压转换器功率因数校正电路 在配置是受限的。电压源升压转换器不能被配置用于提供隔离的输 出，所以要包括另一个转换器级来提供隔离。此外，升压转换器在 配置用于软切换和谐振开关技术方面的能量是受限的，所以这些升 压转换器可能产生大量的EMI、高损耗(如果操作在高频)，并且 它们经常包括昂贵的升压二极管来避免它们二极管中大的反向恢复 损耗的问题。软切换可以通过零电压切换或者零电流切换来实现， 软切换使用电路谐振来保证功率晶体管在零电压电平或者零电流电平处进行切换。这减少了晶体管元件的应力，而且还减少了否则将 作为噪声辐射的高频能量。硬切换是在晶体管导通和晶体管关断时， 跨晶体管的电压和流经晶体管的电流同时存在。这种情况导致器件 内的功率耗散。
图1示出了第一种传统的功率因数校正隔离转换器的框图。通
常在AC输入源10与转换器的其余部分之间耦合EMI滤波器12以 防止噪声耦合回到AC源。EMI滤波器12耦合到全波二极管整流器 14，其被配置用于向转换器的其余部分提供经整流的正弦曲线输入 电压。非隔离的升压转换器16从AC输入源IO引出接近正弦曲线 的电流，并且对高压大电容器进行充电，典型地充电到250V到400V， 由此生成高压总线。隔离降压型转换器18和具有多个绕组的隔离变 压器20将高压总线降到一个或多个隔离的低电压输出。
图1中的升压转换器16典型地是硬切换的。此外，为了克服升 压转换器二极管中的高切换损耗，升压转换器16通常或者使用相对 较贵的硅碳二极管，或者添加附加的部件以实现软切换转换，这也 比较昂贵；或者升压转换器使用临界的或不连续的传导模式，其主 要可以应用于低功率级，这是由于在转换器的输入处生成的极高紋 波电流。
诸如全桥转换器之类的隔离降压型转换器18使用多输出绕组变 压器20来生成若干级别的输出电压。每个次级输出电压被整流器22 整流和滤波，从而生成适当的DC输出电压。在某些情况下，DC输 出电压被堆积，例如串联放置，以降低由于相对输出负载的改变而 引起的交叉调节的影响。该堆积有时位于整流器之后，并且有时位 于整流器之前，例如串联放置多个变压器绕组。为了获得高效率的 低压输出，对次级输出低压的整流通常利用金属氧化物半导体场效 应管(MOSFET)而不是利用二极管来实现。
为了降低切换噪声和提高效率，来自上述第二类别的第二种传 统的高功率因数隔离转换器使用谐振输出级来提供隔离。然而，由 于缺乏对这些谐振级的电压控制，添加第三级联级来移除来自高压大电容器的紋波，并且提供转换期间的电压控制。这些谐振输出级 也对获得多输出的交叉调节提出了相当大的挑战。另外，使用三个 级联级降低了总的转换器效率。
图2示出了第二种传统的功率因数校正隔离转换器的框图。第 二种传统的功率转换器使用与图1的第一种功率转换器中使用的相 同的硬切换升压转换器。为了提高降压隔离级的效率，第二种传统 的功率转换器使用隔离的谐振转换器28,其恰好操作在谐振处。谐 振转换器28当恰好操作在谐振处时，执行起来与DC变压器类似， 并且不控制输入输出电压的比。为了消除来自升压转换器级的线频 率紋波和负载瞬时响应的影响，在升压转换器16与谐振转换器28 之间耦合中间第三级24。该中间级通常是非隔离升压型转换器或者 非隔离降压型转换器。
图2示出的第二种传统的功率转换器存在多个问题。使用三个 级联级限制了效率。在输出级使用谐振转换器对输出整流器施加了 相当大的电流应力，并且在使用MOSFET提供整流的情况下显著增 大了输出整流器中的耗散。输出变压器的每个绕组的匝数通常受到 输出电压比的严格限制，并且在隔离变压器中通常存在高的降压比， 其使得设计低的EMI和绕组中的低近场效应变得复杂。变压器还经 常包括大的空气间隙，其将增加损耗。
在传统应用中，谐振转换器被用于卣素照明应用。对于许多卣 素照明应用而言，共同点是使用半桥或推挽式谐振拓朴，其中变压 器的输出被直接连接到电阻性负载的灯泡。在输入上得到的波形是 正弦曲线。这样，照明电路完成功率因数校正。然而，这样的照明 电路被设计成以基本上单个输入电压进行操作。输入电压"基本上" 是单一的，原因是照明电路被设计成在相对小的范围内(例如在110V 到125V或者220V到240V)操作。输入电压的任何改变被自动传 送到负载，因此在供电不足(brownout)期间，例如灯泡变暗，以及 在线路供电过强(swell)期间，灯泡变亮。这样的谐振照明电路不 是配置为支持通用的输入电压操作。此外，谐振照明电路具有AC
14输出。AC输出直接以AC电压驱动电灯。

发明内容
一种功率转换器，其配置成在相对大的输入电压范围上操作， 并且以低的总成本和高效率来提供单个稍微调节的隔离的DC输出 或者多个高度调节的隔离的低压DC输出和高的功率因数输入。在 某些实施例中，隔离变压器的匝数比在l、 2或4的量级，从而允许 灵活的变压器结构以匹配给定的骨架，以及简化低EMI变压器设计。 此外，用于获得具有低的总谐波失真的高功率因数输入电流波形的 控制相对简单。
该功率转换器包括在输入处的隔离谐振转换器，用于产生高效 率的隔离转换器，其无切换损耗、无与硬切换关联的EMI问题、并 且无需昂贵的二极管来减轻二极管反向恢复损耗。以具有空载时间 (dead-time)延迟的近似50%的占空比驱动谐振转换器内的开关。 控制转换器以获得高的功率因数变得简化，因为输入电流自动地跟 踪输入低压减去回射的输出电压。
该谐振转换器产生跨单个电压输出总线的DC输出。该DC输出 电压通过调整电路的参数以使得电路以接近或者远离谐振频率的频 率进行操作来调节。在某些实施例中，调整切换频率以实现对DC 输出的调节。在其他实施例中，DC输出通过调整谐振转换器内的谐 振回路的谐振频率来调节，例如通过调整谐振回路元件之一的值来 调节。
在某些应用中，单个输出总线是足够的，因此向高效率、便宜、 单级隔离的转换器提供功率因数校正。然而，在大多数应用中，使 用后处理转换器将单个电压输出总线转换成适当的输出电压。在大 多数情况下，后处理转换器是降压型转换器。因为谐振转换器仅具 有单个输出，并且每个后处理转换器被单独控制，所以不存在任何 交叉调节问题。此外，可以容易地修改该设计以供应任何期望的输 出电压。这与从多个变压器绕组产生多个输出的传统变压器不同。在这样的传统设计中，在设计变压器方面存在困难，因为要考虑每 个输出电压的精确的比值和整流器以及感应电压降的影响。
如果输出后处理转换器是降压型转换器，则它们可以容易地配 置成通过谐振或准谐振配置来产生软切换。如果来自谐振转换器的 低电压输出总线超过任何输出的电压的两倍，则软切换还可以容易 地通过使降压型转换器操作在临界或不连续传导模式来实现。例如，
如果谐振转换器的输出是20V到24V (允许4V的低频线路紋波)， 则可以从操作在临界或不连续传导模式的软切换式降压型转换器得 到5V和3.3V的输出。在最小的切换损耗的情况下获得12V的输出 电压，因为谐振转换器中的半导体开关的切换点处的电压是 2Vout-Vin，其中Vin是谐振转换器的低压输出总线。如果输入从20V 变化到24V,则切换点处的电压从OV变化到8V。在该例子(其中， 半导体开关是MOSFET)中，使用来自谐振转换器的单个24V输出 具有附加的益处，即MOSFET在低压下使用时是最高效的，并且功 率转换器MOSFET的成本和性能在30V级别达到最优，这是提供了 关于24V总线的合理的设计余量的电压级别。
本发明的谐振转换器被配置成利用半导体开关的软切换进行操 作，因此克服了与硬切换转换器关联的EMI问题。传统的升压型功 率因数校正电路经常需要昂贵的高压肖特基二极管，诸如硅碳二极 管，以减轻反向恢复损耗。本发明的谐振转换器以两种方式克服了 该问题。第一，谐振转换器的输出二极管在零电流时切换，所以没 有反向恢复。第二，输出二极管是低压二极管，因此在谐振转换器 中使用的是便宜的低压肖特基二极管，而不是在传统的升压功率因 数校正转换器中使用的高压肖特基二极管。
在使用多绕组变压器以获得不同输出电压的多输出电源上难以 实现交叉调节，因为每个绕组上的阻抗降随着该具体绕组的负载而 变化。此外，用于获得多输出的多绕组变压器包括这样的匝数比组 合，其可能难以以小的绕组数量实现而不对实际的匝数比做出折衷。 本发明的功率转换器通过针对每个输出应用单独控制的降压型转换器克服了这些缺点。
输出级使用谐振转换器的传统转换器对输出整流器施加了高的
电流应力。如果针对整流级使用同步MOSFET (—种用于高效率、 低压输出的配置)，则MOSFET损耗增加2倍，或者因为常规的谐 振转换器波形而增加得更多。本发明的功率转换器克服了该问题， 其通过在谐振转换器的输出处使用更高的电压，使得有可能在变压 器的输出处使用肖特基或者快速恢复二极管来替代MOSFET来实 现。二极管主要是根据它们的平均电流而不是均方根(rms)电流耗 散功率，因此使用谐振拓朴不会显著改变二极管导致的损耗。在本 发明的功率转换器中，低压降半导体开关的负担被移动到后调节降 压型转换器，其中MOSFET中的均方根电流可以保持为低。


图1示出了第一种传统的功率因数校正隔离转换器的框图。 图2示出了第二种传统的功率因数校正隔离转换器的框图。 图3示出了本发明的谐振功率因数校正转换器的示例性框图。 图4示出了图3的功率转换器的动力系(power train)元件的第
一实施例的示例性示意图。
图5示出了图3的功率转换器的动力系元件的第二实施例的示
例性示意图。
图6示出了图3的功率转换器的动力系元件的第三实施例的示 例性示意图。
图7A 7D示出了与图6的功率转换器关联的各种示例性电流和 电压波形。
图8示出了包括控制模块的功率转换器的一个实施例的示例性 示意图。
功率转换器的实施例是相对于多幅图来描述的。在多幅附图的 适当的地方并且仅在公开和示出相同单元的地方，使用相同的参考 标号来表示这样的相同单元。
具体实施例方式
本发明的实施例涉及功率转换器。本领域技术人员将认识到下 面对本发明的详细描述仅是说明性的，并不旨在以任何方式进行限 制。受益于这些公开内容，本领域技术人员将容易地想到本发明的 其4也实施例。
现在将详细地参考附图来说明本发明的实现。在所有附图和下 面的详细描述中，使用相同的参考指示符表示相同或类似的部分。 为了清楚，没有在此处示出或描述实现的全部常规特征。当然，应 该理解在这样的实际实现的开发中，为了获得开发者的特定目标必 须进行众多与实现特定相关的判决，诸如符合应用和业务相关的限 制，并且应该明白这些特定目标将随着应用的不同和开发者的不同 而变化。而且，应该明白这样的开发努力可能是复杂的和耗时的， 但是无论如何是本领域技术人员在有益于本公开情况下采取的常规 设计。
该功率转换器被配置成提供功率因数校正和输出多个低压输
出。该功率转换器包括隔离的谐振功率转换器，其包括隔离变压器； 整流器；以及耦合到隔离变压器的输出的大存储电容器；以及耦合 在大存储电容器与多输出功率转换器的每个输出电容器之间的至少 一个非隔离的功率转换器。
图3示出了本发明的谐振功率因数校正转换器的示例性实施例 的框图。图3示出的功率转换器100包括AC输入电源110、 EMI 滤波器112、二极管桥114、受控的谐振转换器116、隔离变压器118、 整流器120、用作低压总线122的大电容器、以及多个降压型转换器 124-128。在该示例性实施例中，功率转换器100包括3个降压型转 换器124、 126和128。每个降压型转换器配置成供应不同的输出电 压。应该理解此处描述的与功率转换器100相关的输出电压的数目 仅是作为示例的目的。在其他实施例中，功率转换器被配置成生成 多于或少于3个输出电压。此外，某些应用可以受益于不包括任何降压型转换器而是提供低压整流输出122作为功率转换器输出的功 率转换器。其他应用可以通过用升压转换器、降压-升压转换器、反 相器或者任何其他类型的转换器级来替代一个或多个降压型转换器 而受益。
谐振转换器116是隔离转换器，其当AC输入110处的电压超过 变压器118的臣数比决定的输出电压时，从AC输入110处引出电 流。谐振转换器116可以配置成多种形式的谐振转换器中的一种， 所述多种形式的谐振转换器包括但不限于半桥转换器、推挽式转换 器、全桥转换器和正激转换器，谐振转换器还可以配置成各种谐振 机制，包括但不限于串联谐振、并联谐振、串并联谐振以及LLC谐 振。
变压器118的输出电压经整流以产生低压总线122。在一个示例 性应用中，针对产生最高输出电压为大约12V到20V并且低输出电 压为大约3.3.V和大约5V的配置，低压总线122维持为大约20V到 24V。在其中谐振转换器116被配置成谐振半桥的例子中，隔离变压 器118的匝数比大约是1:1,使得无论何时AC线路输入110提供的 输入电压大于低压总线122的电压两倍时，谐振转换器116就引出 电流。例如，当对于从20VDC变化到24VDC的低压总线，输入电 压幅度分别高于40VDC到48VDC时，谐振转换器116引出电流。 在其中谐振转换器116被配置成推挽式转换器或者全桥转换器时， 则对于20VDC到24VDC的低压总线，隔离变压器118的匝数比将 为大约2:1，而不是半桥例子中的比1:1。
当AC电压输入的幅度超过大约48VDC时，谐振转换器116从 AC电源110引出正弦曲线电流，则对于115V AC及以上的输入电 压，功率因数将高于99%，并且输入电流的谐波成分将保持在国际 标准之内。值48V DC指正弦曲线输入电压的瞬时幅度。值115V AC 指正弦曲线输入电压的均方根(rms)。如果输入电压是115V AC， 其幅度从OV DC变化到163V DC。从OV DC到48V DC,将没有电 流引出。从48V DC到163V DC,将存在电流引出。如果谐振转换器116在整个输入正弦半周期上以具有近似50% 占空比的恒定频率(50%占空比减去空载时间延迟以允许软切换)操 作，则谐振转换器116引出具有包络类似输入正弦曲线的电流。实 际的电流包络接近正弦减去由低压总线112决定的DC偏移。然而， 在实践中，通过按恒定频率在输入正弦曲线半周期上操作谐振转换 器122，对于115V AC及以上，输入电流包络足够接近正弦以提供 超过99%的功率因数。当输入电压的幅度小于两倍低压DC总线122 时，谐振转换器116仅在输入正弦波的零相交处附近关闭。
负载功率级可以通过调整谐振转换器116操作为非谐振来改变， 在非谐振情况下谐振转换器116的操作越远离谐振点，则功率输出 越小。谐振方面的调整是通过改变谐振转换器116的操作频率或者 通过调整谐振转换器116的谐振回路(例如，通过使用可调电感器) 来实现的。针对给定负载按恒定频率以近似50%的互补占空比操作 的能力得到了对谐振转换器116的简化控制。可以通过调整整个输 入线路半周期上的频率(或谐振回路频率)将输入电流波形的形状 定形为接近正弦波。对整个输入线路半周期上的操作频率的调制还 可以导致降低AC电源110生成的EMI。然而，对于大多数应用， 从输入线路半周期上的恒定频率得到的简化控制提供了足够的功率 因数和最低的成本。
图4示出了图3的功率转换器的动力系元件的第一实施例的示 例性示意图。图4示出的功率转换器100被配置成包括其后跟有降 压型转换器的LLC谐振半桥转换器。电源110生成输入AC电源电 压VACin。电容器C1、电容器C2、变压器TX3以及电感器L2形成 线路滤波器，用于滤除EMI。电感器L2充当差分模式的滤波器以滤 除谐振频率电流。二极管D1、 D2、 D3和D4形成全波桥式整流器， 其配置成对输入线路电压进行整流。电容器C3、电容器C4、电容器 C5、电感器L1、晶体管Q1、晶体管Q2和隔离变压器TX1形成谐 振半桥转换器。晶体管Ql和Q2用作开关。电容器C3和电容器C4 形成半桥中心抽头以及输入线路滤波。在某些实施例中，第三电容器被放置在二极管D3的阴极与二极管D4的阳极之间以提供附加的 滤波。在一些实施例中，不包括电容器C3和电容器C4，以及电容 器C5被直接耦合到二极管D4的阳极。然而，这么做向电容器C5 添加了 DC电压元件。
晶体管Ql和Q2形成了用于在正负总线之间的公共连接点处切 换电压的半桥。电容器C5、电感器Ll和隔离变压器TX1的并联自 感形成了谐振回路。电容器C3和电容器C4提供用于电容器C5的 DC块。谐振半桥转换器的谐振电容是电容器C3与电容器C4的并 联组合与电容器C5的串联。
电容器C5和电感器Ll被示出为与隔离变压器TX1串联。然而， 其他配置对于操作谐振转换器是良好建立的实践，诸如将电容器C5 跨置在变压器TX1上以形成并联谐振电路，或者仍让电容器C5与 电感器Ll串联并且将另一个电容器跨置在变压器TX1上以形成串 并联谐振电路。
在某些实施例中，电感器L1是外部电感器和变压器TX1的泄露 电感器的组合。在其他实施例中，电感器Ll仅是外部电感器或仅是 变压器TX1的泄露电感器。在某些实施例中，外部电感器是可调电感器。
变压器TX1是具有中心抽头输出的隔离变压器。二极管D6和 D7提供对从变压器TX1输出的谐振电流的整流。在其他实施例中， 变压器TX1被配置成单输出绕组，而不是中心抽头的绕组。在该情 况下，全桥整流器耦合到变压器TX1的输出。尽管这样的配置是可 能的，但是在实践中，全桥整流器中的二极管上的电压降引起过多 的功率损耗，因而对于大多数高效率的应用而言不够实用，除非那 些二极管被替换成同步MOSFET。在某些实施例中，二极管D6和 D7均被金属氧化物半导体场效应管(MOSFET)替代。
电容器C6存储能量以减轻低频线路紋波以及短期停电事件。每 个功率转换器输出，诸如输出1、输出2以及输出3是使用后处理器 转换器从电容器C6上的电压导出的。图4中的示例性示意示出了用于后处理的降压型转换器。晶体管Q4、晶体管Q5、电感器L3以及 电容器C7形成了第一降压型转换器。跨电容器C7的电压是第一输 出电压，即输出1。晶体管Q6、晶体管Q7、电感器L4以及电容器 C8形成了第二降压型转换器。跨电容器C8的电压是第二输出电压， 即输出2。晶体管Q8、晶体管Q9、电感器L5以及电容器C9形成 了第三降压型转换器。跨电容器C9的电压是第三输出电压，即输出 3。在可选的实施例中，准谐振降压型转换器甚或是升压转换器(硬 切换或软切换)可以用于后处理。在存在一个或多个高压低功率输 出但是还存在低压高功率输出的某些例子中，能够使用回扫转换器 来对高压输出进行后处理。
在某些实施例中，晶体管Ql和晶体管Q2以互补的方式操作， 每个晶体管以50%的方占空比减去空栽时间延迟来驱动。需要空载 时间延迟以防止出现直通现象(shoot-through)，以及支持软切换。 直通现象被定义为当晶体管Ql和Q2二者都完全或者部分导通时由 此提供电流从输入供应电压到地的"直通"路径的情况。晶体管开 关对Q4和Q5、晶体管开关对Q6和Q7、以及晶体管开关对Q8和 Q9以类似的方式操作。在某些实施例中，晶体管Ql、 Q2以及Q4-Q9 中的每一个都是MOSFET。在其他实施例中，晶体管Ql、 Q2以及 Q4-Q9可以是任何类型的半导体开关器件。
图5示出了图3的功率转换器的动力系元件的第二实施例的示 例性示意图。图5的功率转换器100，与图4中示出的功率转换器 100类似，区别在于变压器TX1被变压器TX2代替。变压器TX2包 括4个变压器次级而不是变压器TX1中的2个变压器次级。变压器 TX2的4个变压器次级中的每一个耦合到整流器，具体是二极管D5、 D6、 D7、 D8。 二极管D5、 D6、 D7、 D8提供对来自变压器TX2的 谐振电流输出的整流。
功率转换器100，与功率转换器100的区别还在于功率转换器 100，包括晶体管Q3,其耦合到附加的两个变压器次级的每一个。 在某些实施例中，晶体管Q3是MOSFET。在其他实施例中，晶体管
22Q3可以是任何类型的半导体开关器件。晶体管Q3将二极管D5和 D8耦合到电容器C6。在一些实施例中，晶体管Q3在输入线路电压 的幅度低于近似100V时导通，并且在输入线路电压的幅度高于近似 100V时关断。在某些实施例中，图5中的次级绕组S5和S6的匝数 和等于图4中的次级绕组S2上的匝数，并且图5中的次级绕组S3 和S4的匝数和等于图4中的次级绕组Sl上的匝数。在某些实施例 中，二极管D5、 D6、 D7和D8均由金属氧化物半导体场效应管 (MOSFET)来替代。
与图4中的功率转换器100相比，图5中的变压器TX2的附加 的两个次级绕组、两个二极管D5和D8以及功率转换器IOO，的晶体 管Q3，在输入线路电压高到不需要非常低的匝数比时充当匝数比提 升。如此，该晶体管Q3也被称作是抽头开关。该概念，包括示例性 的高匝数比抽头，在提交的标题为"High Power Factor Buck-Type Power Factor Correction Converter"的共同未决的US专利申请序歹寸 号(FLEX-05200)中进行了详细描述，该申请通过援51被并入在此。
在另一实施例中，图4和图5的谐振PFC转换器的半桥配置被 可切换的桥配置替代。可切换的桥被配置成在半桥转换器与全桥转 换器的操作之间进行切换操作。具体地，在低线路电压时，例如90V AC - 132V AC，谐振PFC转换器操作为全桥，并且在高线路电压时， 例如180V AC - 264V AC，谐振PFC转换器操作为半桥。谐振转换 器频率操作是输入电压范围的函数。将谐振转换器从全桥改变为半 桥降低了有效的电压范围。因此频率范围显著变小，导致更高效的 操作和更小的谐振元件。
图6示出了图3的功率转换器的动力系元件的第三实施例的示 例性示意图，其包括可切换的桥。图6的功率转换器200与图5示 出的功率转换器100，类似，除了半桥转换器由可切换的桥转换器代 替。特别地，功率转换器100，的电容器C3和C4分别被功率转换器 200中的晶体管Q10和Qll代替。晶体管Q1、 Q2、 Q10、 Qll、电 容器Q5、电感器L1以及隔离变压器TX2形成谐振PFC可切换的桥转换器。两个电容器C3和C4(图5)的功能被合并进图6的谐振电 容器Cres。被电容器C3和C4(图5)阻挡的DC偏置电压被加到跨 谐振电容器Cres上的AC电压。此外，附加电容器C10跨全波桥式 整流器的输出耦合，以便用作滤波器，因此替代由C3和C4执行的 输入滤波功能。全波桥式整流器和滤波器的输出耦合到谐振PFC转 换器的可切换的桥。
功率转换器200的输出侧的配置与图5的功率转换器IOO，类似， 包括次级变压器绕组S3、 S4、 S5、 S6、 二极管D5、 D6、 D7、 D8、 晶体管Q3、电容器C6以及三个降压型转换器。
提供给可切换的桥转换器的电压在低线路电压与高线路电压之 间变化。在低线路电压处，可切换的桥转换器操作为全桥。在高线 路电压处，可切换的桥转换器操作为半桥。可切换的桥被配置成使 得晶体管Ql和Qll —起导通并且一起关断，并且晶体管Q2和Q10 一起导通和一起关断。在低线路电压时，晶体管Q1、 Q2、 QIO、 Qll 中的每一个被切换到导通和关断，得到全桥操作。在高线路电压时， 晶体管Q10被连续关断，并且晶体管Qll被连续导通，同时晶体管 Ql和Q2被导通和关断得到半桥操作。与半桥操作相比，在全桥操 作中，两倍的电压被置于跨谐振回路(电容器Cres和电感器Ll )和 初级变压器绕组P1上。然而，跨谐振回路和变压器初级绕组的电压 与跨电容器C10的电压有关，跨电容器C10的电压是AC输入电压 的函数。同样，相比较于在高线路电压期间放置的电压，在低线路 电压期间，跨谐振回路和变压器初级绕组放置两倍的电压量在低线 路电压和高线路电压期间将得到放置在谐振回路和变压器初级绕组 上基本相同的绝对AC电压。换言之，在低线路电压和高线路电压 时，出现在跨谐振回路和变压器初级绕组的AC电压基本上相同。 电压的仅有区别是由于跨谐振电容器Cres上放置的DC阻挡电压。 因此有效地，在低线路电压和高线路电压时，谐振回路和变压器基 本上进行相同地操作。
在示例性应用中，AC输入电源110提供的输入电压的范围从90VAC- 264VAC,低线路电压的范围从90VAC - 132VAC，并且高 线路电压范围从180VAC-264VAC。在该例子中，将谐振转换器从 全桥改变到半桥操作使有效电压范围从90VAC-264VAC减少到 90VAC-132VAC。
在某些实施例中，对于不需要功率因数校正的应用，功率转换 器配备有可切换的桥。例如，如果电容器C10非常大，从而引起跨 电容器C10的电压与AC线路电压的峰值类似，则可切换的桥配置 仍显著降低电路中元件的尺寸和损耗。对于输入电压范围近似为2:1 或更高的隔离DC到DC应用，与固定的谐振桥(全桥或者半桥)相 比，可切换的桥同样可以使得元件的尺寸和损耗降低。
图7示出了与图6的功率转换器200关联的各种示例性电流和 电压波形。波形150对应于谐振转换器的AC输入电压。波形170 对应于跨电容器C6的DC电压，也称为谐振转换器的输出电压Vout。 波形160对应于谐振转换器的输入电流Iin。波形180对应于流经谐 振电感器L1的电流Ires。波形150-180中示出的示例性电压和电流 级别对应于115VAC的AC输入。
波形160类似于包括一些不规则性的正弦波。在波形160上从 左到右，输入电流Iin开始并且维持零值。只要输入线路电压Vin的 幅度小于48VDC,则没有电流Iin流进谐振转换器。这归因于跨电 容器C6的24VDC的最大电压输出。一旦输入电压Vin大于48VDC， 则电流Iin开始流进谐振转换器。在大约3毫秒处，输入电流Iin存 在不规则性，这是由于关断晶体管Q3 (也称为抽头开关)引起的。 当输入线路电压Vin高到足够平分变压器TX2的匝数比时，晶体管 Q3被关断。在关断晶体管Q3后，输入电流Iin随着不断增大的输入 线路电压Vin而继续增大。
波形180的左手部分示出谐振电流Ires从Oamps上升到大约 11 amps。在关断晶体管Q3后，谐振电流Ires降落到6amps和7amps 之间。谐振电流Ires然后随着不断增大的输入电压Vin而继续升高， 直到大约llamps的峰值。如果晶体管Q3没被导通，则谐振电流Ires将不会暂时落入到6amps和7amps之间，并且相反将继续增大到大 约16amps的峰值。通过以这种方式降低峰值谐振电流，谐振转换器 可以使用较小的无源元件，诸如电容器Cres、电感器Ll和变压器 TX2。减小谐振电流还减小了有源开关Ql、 Q2、 Q10和Q11的尺寸 以及通过那些元件的功率损耗。通过使用抽头开关(晶体管Q3)和 TX2上的附加次级绕组，减小了峰值谐振电流Ires,其显著降低了谐 振转换器中通路和和元件的物理尺寸。
基于输入线路电压的特定值来导通和关断晶体管Q3。这些特定 的解扣点被确定，使得波形180的峰值、在晶体管Q3被导通和关断 时的峰值、以及对应于峰值输入线路电压Vin的峰值是相同的，在 该例子中是大约llamps。在实践中，晶体管Q3可以响应于输入线 路电压的幅度而被导通和关断。晶体管Q3被切换处的线路电压幅度 增大，以便增大线路电压的rms值。此外，当使用可切换的桥时， 在全桥和半桥操作之间切换时，在晶体管Q3被切换处的线路电压幅 度变成双倍。因此，例如如果在Vin是115VAC时，在晶体管Q3 被切换处的线路电压幅度是125VDC，则在Vin是230VAC时，在 晶体管Q3被切换处的线路电压幅度必须是250VDC。
尽管上文将抽头开关(图5和6中的晶体管Q3)描述为根据输 入线路电压而导通和关断，但是容易想到该抽头开关可以根据其他 参数而导通和关断。 一般而言，为了使降压型转换器操作，输入电 压必须超过输出电压。对于隔离的降压型转换器，输入电压必须超 过通过变压器匝数比而反射的输出电压。如果，例如输出电压是24V， 次级上的二极管压降是IV,并且匝数比是2:1,则输入电压必须大 于50V以引出电流。如果输入电压超过例如100V,则匝数比可以从 2:1改变成4:1并且仍然引出电流。抽头开关被激活的准确点可以取 决于变压器绕组的匝数比(标准比和在抽头开关被激活情况下的 比)、试图获取的输入电流波形、内部组件的额定值、输入电压的 r m s值以及输出总线上的紋波。
如前所述，功率转换器被配置成使得DC输出电压被调节。在某些实施例中，功率转换器包括控制模块，其配置用于调节DC输出
电压。控制模块被配置用于监控DC输出电压，并且作为响应，生 成和发送控制信号以调节电路的参数，从而调节DC输出电压到确 定的级别。调节参数引起电路操作在接近或者远离谐振频率的频率 上。在某些实施例中，调节切换频率以获得对DC输出的调节。在 其他实施例中，DC输出通过调整谐振转换器内的谐振回路的谐振频 率来调节，例如通过调节谐振回路元件之一的值来实现。
图8示出了一个包括控制模块的功率转换器的实施例的示例性 示意图。图8的功率转换器200，与图6的功率转换器加上控制模块 190相同。控制模块190耦合到谐振隔离功率级的电压输出总线，从 而接收作为输入的DC输出电压。来自控制模块190的输出耦合到 晶体管Q1、 Q2、 QlO和Qll中的每个的栅极，和/或耦合到可调电 感器L1。尽管图8示出了单个总线将控制模块190耦合到电感器L1 和晶体管Q1、 Q2、 QlO和Qll的栅极驱动，但是示出的单个总线表 示控制模块190与电感器Ll和晶体管Ql、 Q2、 Q10和Q11之间的 独立控制路径。以该方式，该电路被配置成使得控制模块190提供 独立的控制信号给电感器Ll和晶体管Ql、 Q2、 Q10和Q11中的每 一个，从而维持对每个的独立控制。控制模块190响应于接收的DC 输出电压而生成控制信号，并且发送信号给合适的晶体管和/或可调 电感器，从而调节DC输出电压到确定的级别。在某些实施例中， 控制模块190通过控制晶体管Ql、 Q2、 QlO和Qll的栅极驱动频率 来调节DC输出电压，由此调整谐振转换器的切换频率。在其他实 施例中，控制模块190通过调整谐振回路电感器Ll的谐振电感值， 由此改变谐振回路的谐振频率，来调节DC输出电压。
尽管上文中控制模块被描述为应用到图6的功率转换器200,但 是应该想到可以在本文描述的每个功率转换器实施例内使用类似功 能的控制模块。
在某些实施例中，第一级转换器(例如图4和图5中的谐振半 桥转换器和图6中的谐振可切换的桥)的输出处的整流器被配置成无源整流器。在某些实施例中，第一级转换器的输出处的整流器被
配置成同步MOSFET。
在某些实施例中，多个第一级转换器可以并联耦合，每个第一 级转换器被配置成共享输入电压和大输出电容。在某些实施例中， 多个第一级转换器被用于增大功率级和/或提供冗余。
第二级元件(例如图3-6中的非隔离降压型转换器1、 2和3) 的额定值由输出电流和大输出电容器电压确定。由此，非隔离降压 型转换器不论它们的输出电压是多少而使用相同的元件。因此，例 如，对于5V输出或12V输出，10A输出的降压型转换器可以制造 为除了反馈回路基准(电压环路中的电阻分配器)之外完全一样。 这使得可以在实践中设计单个输出块，并且对其编程(以软件或通 过改变电阻器值)以产生期望的电压输出。多个输出级还可以并联 耦合。例如，两个IOA模块可以并联放置以生成5V、 20A的输出。 输出块还可以配置成使得可以根据需要对输出电压重新编程，诸如 通过GPIB总线或者在线路端部附接的连接器来实现。在某些实施例 中，可以使用闪存来保证编程后的输出电压维持正确。与之相反， 其他的多电压输出转换器在每当每个输出需要不同的输出电压或者 不同的功率级时，需要基本上重新设计变压器。
考虑到第 一级转换器和第二级元件的模块特性，功率转换器可 以是完全模块化的，其中最初设计单个第一级和单个第二级，并且 继而使用两个级的组合来满足功率级接近或者超过第一级的任何设计。
尽管上文描述的功率转换器100和100，被配置为使用谐振的半 桥转换器，并且功率转换器200被配置成使用可切换的桥，但是应 该想到可以使用任何类型的隔离降压型拓朴来替代半桥或者可切换 的桥拓朴。
已经针对特定的实施例描述了本发明，这些实施例包括了有助 于理解本发明的结构的原理和操作的细节。相对于各种模块和它们 间的互连而示出的特定配置和描述的方法仅是用于示例的目的。本文中对特定实施例及其细节的参考并不旨在限制所附权利要求的范 围。本领域技术人员应该理解可以在不偏离本发明的精神和范围的 情况下可以对出于说明目的选择的实施例进行修改。
权利要求
1.一种功率转换器，包括a.单级功率因数校正谐振转换器，其配置成接收输入电压，其中所述单级功率因数校正谐振转换器包括隔离变压器和谐振回路；b.整流器，其耦合到所述隔离变压器的输出；以及c.大电容器，其耦合到所述整流器的输出，其中跨所述大电容器的电压是所述功率转换器的直流输出电压。
2. 根据权利要求1所述的功率转换器，其进一步包括耦合到所 述大电容器的一个或多个功率转换器。
3. 根据权利要求2所述的功率转换器，其中耦合到所述大电容 器的每个功率转换器是非隔离的。
4. 根据权利要求2所述的功率转换器，其中耦合到所述大电容 器的每个功率转换器配置成独立地控制其输出电压。
5. 根据权利要求2所述的功率转换器，其中每个功率转换器是 包括非隔离降压型转换器、非隔离升压型转换器以及回扫转换器的 组中的一个。
6. 根据权利要求1所述的功率转换器，其进一步包括耦合在所 述隔离变压器和所述大电容器之间的抽头开关，其中所述抽头开关 配置成增大和减小所述隔离变压器的工作匝数比。
7. 根据权利要求6所述的功率转换器，其中所述隔离变压器包 括多个次级绕组，并且所述抽头开关将所述多个次级绕组中的一部 分耦合到所述大电容器。
8. 根据权利要求1所述的功率转换器，其中所述单级功率因数 校正谐振转换器包括可切换的桥，该桥配置为在高线路电压情况下 操作为半桥转换器并且在低线路电压情况下操作为全桥转换器。
9. 根据权利要求1所述的功率转换器，其进一步包括a. 电磁干扰滤波器；以及b. 桥式整流器，其耦合在所述电磁滤波器的输出与所述单级功率因数校正谐振转换器的输入之间。
10. 根据权利要求9所述的功率转换器，其中所述桥式整流器包 括多个二极管。
11. 根据权利要求9所述的功率转换器，其中所述桥式整流器包 括多个金属氧化物半导体场效应晶体管。
12. 根据权利要求1所述的功率转换器，其中所述单级功率因数 校正谐振转换器配置成下面组中的一种电路，该组包括串联谐振 电路、并联谐振电路、LLC谐振电路以及串并联谐振电路。
13. 根据权利要求1所述的功率转换器，其中所述单级功率因数 校正谐振转换器包括下述组中的一种转换器，该组包括半桥谐振 转换器、全桥谐振转换器、推挽式谐振转换器以及正激转换器。
14. 根据权利要求1所述的功率转换器，其中所述整流器包括多 个二极管。
15. 根据权利要求1所述的功率转换器，其中所述整流器包括多 个金属氧化物半导体场效应晶体管。
16. 根据权利要求1所述的功率转换器，其中所述隔离变压器配 置为降压变压器。
17. 根据权利要求1所述的功率转换器，其中所述输入电压是经 整流的DC电压，并且每个输出电压是DC电压。
18. 根据权利要求1所述的功率转换器，其中所述单级功率因数 校正谐振转换器配置成使用软切换进行操作。
19. 根据权利要求1所述的功率转换器，其中所述隔离变压器的 臣数比配置成适于匹配在制造所述隔离变压器中使用的特定骨架。
20. 根据权利要求1所述的功率转换器，其进一步包括控制模块， 该控制模块配置成调节所述直流输出电压。
21. —种AC到DC功率转换器，包括a. 桥式整流器，其配置成接收输入AC电压，其中所述桥式整 流器配置成输出对应于所述输入AC电压的DC电压；b. 单级功率因数校正谐振转换器，其耦合到所述桥式整流器以便接收所述DC电压，其中所述单级功率因数校正谐振转换器包括 隔离变压器、谐振回路和可切换的桥，该桥配置成在高线路电压情 况下操作为半桥转换器并且在低线路电压情况下操作为全桥转换 器；c. 整流器，其耦合到所述隔离变压器的输出；以及d. 大电容器，其耦合到所述整流器的输出，其中跨所述大电容 器的电压是所述AC到DC功率转换器的输出DC电压。
22. 根据权利要求21所述的功率转换器，其进一步包括耦合到 所述大电容器的一个或多个功率转换器。
23. 根据权利要求22所述的功率转换器，其中耦合到所述大电 容器的每个功率转换器是非隔离的。
24. 根据权利要求22所述的功率转换器，其中耦合到所述大电 容器的每个功率转换器配置成独立地控制其输出电压。
25. 根据权利要求22所述的功率转换器，其中每个功率转换器 是包括非隔离降压型转换器、非隔离升压型转换器以及回扫转换器 的组中的一个。
26. 根据权利要求21所述的功率转换器，其进一步包括耦合在 所述隔离变压器和所述大电容器之间的抽头开关，其中所述抽头开 关配置成增大和减小所述隔离变压器的工作匝数比。
27，根据权利要求26所述的功率转换器，其中所述隔离变压器 包括多个次级绕组，并且所述抽头开关将所述多个次级绕组中的一 部分耦合到所述大电容器。
28. 根据权利要求21所述的功率转换器，其进一步包括耦合到 所述桥式整流器的输入的电磁干扰滤波器。
29. 根据权利要求21所述的功率转换器，其中所述桥式整流器 包括多个二极管。
30. 根据权利要求21所述的功率转换器，其中所述桥式整流器 包括多个金属氧化物半导体场效应晶体管。
31. 根据权利要求21所述的功率转换器，其中所述单级功率因数校正谐振转换器配置成下面组中的一种电路，该组包括串联谐 振电路、并联谐振电路、LLC谐振电路以及串并联谐振电路。
32. 根据权利要求21所述的功率转换器，其中所述单级功率因 数校正谐振转换器包括下述组中的一种转换器，该组包括半桥谐 振转换器、全桥谐振转换器、推挽式谐振转换器以及正激转换器。
33. 根据权利要求21所述的功率转换器，其中所述整流器包括 多个二极管。
34. 根据权利要求21所述的功率转换器，其中所述整流器包括 多个金属氧化物半导体场效应晶体管。
35. 根据权利要求21所述的功率转换器，其中所述隔离变压器 配置为降压变压器。
36. 根据权利要求21所述的功率转换器，其中所述单级功率因 数校正谐振转换器配置成使用软切换进行操作。
37. 根据权利要求21所述的功率转换器，其中所述隔离变压器 的叵数比配置成适于匹配在制造所述隔离变压器中使用的特定骨 架。
38. 根据权利要求21所述的功率转换器，其进一步包括控制模 块，该控制模块配置成调节所述直流输出电压。
39. —种AC到DC功率转换器，包括a. 桥式整流器，其配置成接收输入AC电压，其中所述桥式整 流器配置成输出对应于所述输入AC电压的DC电压；b. 单级功率因数校正谐振转换器，其耦合到所述桥式整流器以 便接收所述DC电压，其中所述单级功率因数校正谐振转换器包括 隔离变压器和谐振回路；c. 整流器，其耦合到所述隔离变压器的输出；d. 抽头开关，其耦合到所述整流器的输出，其中所述抽头开关 配置用于增大和减小所述隔离变压器的工作匝数比；以及e. 大电容器，其耦合到所述抽头开关和所述整流器的输出，其 中跨所述大电容器的电压是所述AC到DC功率转换器的输出DC电压。
40. 根据权利要求39所述的功率转换器，其中所述单级功率因 数校正谐振转换器进一步包括可切换的桥，该桥配置为在高线路电 压情况下操作为半桥转换器并且在低线路电压情况下操作为全桥转换器。
41. 根据权利要求39所述的功率转换器，其进一步包括耦合到 所述大电容器的一个或多个功率转换器。
42. 根据权利要求41所述的功率转换器，其中耦合到所述大电 容器的每个功率转换器是非隔离的。
43. 根据权利要求41所述的功率转换器，其中耦合到所述大电 容器的每个功率转换器配置成独立地控制其输出电压。
44. 根据权利要求41所述的功率转换器，其中每个功率转换器 是包括非隔离降压型转换器、非隔离升压型转换器以及回扫转换器 的组中的一个。
45. 根据权利要求39所述的功率转换器，其中所述隔离变压器 包括多个次级绕组，并且所述抽头开关将所述多个次级绕组中的一 部分耦合到所述大电容器。
46. 根据权利要求39所述的功率转换器，其进一步包括耦合到 所述桥式整流器的输入的电磁干扰滤波器。
47. 根据权利要求39所述的功率转换器，其中所述桥式整流器 包括多个二极管。
48. 根据权利要求39所述的功率转换器，其中所述桥式整流器 包括多个金属氧化物半导体场效应晶体管。
49. 根据权利要求39所述的功率转换器，其中所述单级功率因 数校正谐振转换器配置成下面组中的一种电路，该组包括串联谐 振电路、并联谐振电路、LLC谐振电路以及串并联谐振电路。
50. 根据权利要求39所述的功率转换器，其中所述单级功率因 数校正谐振转换器包括下述组中的一种转换器，该组包括半桥谐 振转换器、全桥谐振转换器、推挽式谐振转换器以及正激转换器。
51. 根据权利要求39所述的功率转换器，其中所述整流器包括 多个二极管。
52. 根据权利要求39所述的功率转换器，其中所述整流器包括 多个金属氧化物半导体场效应晶体管。
53. 根据权利要求39所述的功率转换器，其中所述隔离变压器 配置为降压变压器。
54. 根据权利要求39所述的功率转换器，其中所述单级功率因 数校正谐振转换器和每个非隔离功率转换器配置成使用软切换进行 操作。
55. 根据权利要求39所述的功率转换器，其中所述隔离变压器 的匝数比配置成适于匹配在制造所述隔离变压器中使用的特定骨架。
56. 根据权利要求39所述的功率转换器，其进一步包括控制模 块，所述控制模块配置成调节所述直流输出电压。
57. —种AC到DC功率转换器，包括a. 桥式整流器，其配置成接收输入AC电压，其中所述桥式整 流器配置成输出对应于所述输入AC电压的DC电压；b. 单级功率因数校正谐振转换器，其耦合到所述桥式整流器以 便接收所述DC电压，其中所述单级功率因数校正谐振转换器包括 隔离变压器、谐振回路和可切换的桥，该桥配置成在高线路电压情 况下操作为半桥转换器并且在低线路电压情况下操作为全桥转换 器；c. 整流器，其耦合到所述隔离变压器的输出；d. 抽头开关，其耦合到所述整流器的输出，其中所述抽头开关 配置用于增大和减小所述隔离变压器的工作匝数比；以及e. 大电容器，其耦合到所述抽头开关和所述整流器的输出，其 中跨所述大电容器的电压是所述AC到DC功率转换器的输出DC电 压。
58. 根据权利要求57所述的功率转换器，其进一步包括耦合到所述桥式整流器的输入的电磁干扰滤波器。
59. 根据权利要求57所述的功率转换器，其进一步包括耦合到 所述大电容器的一个或多个功率转换器。
60. 根据权利要求59所述的功率转换器，其中耦合到所述大电 容器的每个功率转换器是非隔离的。
61. 根据权利要求59所述的功率转换器，其中耦合到所述大电 容器的每个功率转换器配置成独立地控制其输出电压。
62. 根据权利要求59所述的功率转换器，其中每个功率转换器 是包括非隔离降压型转换器、非隔离升压型转换器以及回扫转换器 的组中的一个。
63. 根据权利要求57所述的功率转换器，其中所述隔离变压器 包括多个次级绕组，并且所述抽头开关将所述多个次级绕组中的一 部分耦合到所述大电容器。
64. 根据权利要求57所述的功率转换器，其中所述桥式整流器 包括多个二极管。
65. 根据权利要求57所述的功率转换器，其中所述桥式整流器 包括多个金属氧化物半导体场效应晶体管。
66，根据权利要求57所述的功率转换器，其中所述单级功率因 数校正谐振转换器配置成下面组中的一种电路，该组包括串联谐 振电路、并联谐振电路、LLC谐振电路以及串并联谐振电路。
67. 根据权利要求57所述的功率转换器，其中所述整流器包括 多个二极管。
68. 根据权利要求57所述的功率转换器，其中所述整流器包括 多个金属氧化物半导体场效应晶体管。
69. 根据权利要求57所述的功率转换器，其中所述隔离变压器 配置为降压变压器。
70. 根据权利要求57所述的功率转换器，其中所述单级功率因 数校正谐振转换器和每个所述非隔离功率转换器配置成使用软切换 进行操作。
71. 根据权利要求57所述的功率转换器，其中所述隔离变压器 的匝数比配置成适于匹配在制造所述隔离变压器中使用的特殊骨架。
72. 根据权利要求57所述的功率转换器，其进一步包括控制模 块，所述控制模块配置成调节所述直流输出电压。
73. —种用于将DC电压转换到高频AC电压的功率转换器，其 中所述可切换的桥进一步配置为在DC电压的第一电压范围期间操 作为全桥转换器并且在DC电压的第二电压范围期间操作为半桥转 换器。
74. 根据权利要求73所述的功率转换器，其进一步包括耦合到 所述可切换的桥的输出的隔离变压器。
75. 根据权利要求74所述的功率转换器，其进一步包括耦合到 所述隔离变压器的输出的整流器。
76. 根据权利要求75所述的功率转换器，其进一步包括耦合到 所述整流器的输出的大电容器，其中跨所述大电容器的电压是所述 功率转换器的直流输出电压。
77. 根据权利要求73所述的功率转换器，其中所述第一电压范 围包括所述DC电压的低电压范围，并且所述第二电压范围包括所 述DC电压的高电压范围。
78. 根据权利要求73所述的功率转换器，其中所述第一电压范 围包括低线路电压情况，并且所述第二电压范围包括高线路电压情 况。
79. 根据权利要求73所述的功率转换器，其进一步包括配置用 于接收输入AC电压并且输出DC电压的整流器。
全文摘要
本发明公开了一种AC到DC功率转换器，其配置用于提供功率因数校正和单个隔离的低压输出。该功率转换器包括单级谐振功率转换器，该单级谐振功率转换器包括隔离变压器、谐振回路；整流器；和大容量电容器，该大容量电容器耦合到该隔离变压器的输出。在典型应用中，至少一个非隔离功率转换器耦合到所述单级隔离功率因数校正转换器的输出。
文档编号H02M7/04GK101588135SQ200910141479
公开日2009年11月25日 申请日期2009年5月20日 优先权日2008年5月21日
发明者A·琼格赖斯, P·加里蒂 申请人:弗莱克斯电子有限责任公司