提高功率因数校正电路中的效率的方法和装置的制作方法

专利名称：提高功率因数校正电路中的效率的方法和装置的制作方法
技术领域：
本发明一般涉及电源中的功率因数校正电路(power factor correctioncircuit)，并且更具体地，本发明涉及提高功率因数校正电路的效率。
背景技术：
电源通常被用于将由电源插座(electrical outlet)提供的交流("ac")功率转 换成可供电设备使用的直流("dc")功率。电源设计的一个重要考虑方面是向电源递送功 率的效率如何。为了提高功率递送效率，在电源中可以使用功率因数校正(PFC)电路。更 具体地，功率因数校正电路试图将电流波形整形为与电压波形的形状相接近。
通常，PFC电路被设计为包括功率开关(power switch)，功率开关被控制为在关断 状态和导通状态之间切换，以将从配电线(distribution line)传送的变形的输入电流波 形转变成与类似于输入电压波形的形状的更理想的电流波形。更具体地，功率开关被耦合 到能量传递元件，以向电源的输出传递能量。然而，在操作期间，PFC电路经受到由于寄生 电容而在功率开关中产生的开关损耗。通常，寄生电容可以被定义为由于电组件的各部分 的彼此接近而存在于它们之间的不希望的电容。在能量传递元件中还实现了其它的损耗。

发明内容
根据本发明的一方面，提供了一种在功率因数校正变换器中使用的控制器，该控 制器包括功率因数校正控制器电路，所述功率因数校正控制器电路被耦合用于输出驱动 信号，以在导通状态和关断状态之间对功率开关进行开关，从而向功率因数校正变换器的 输出传递能量；以及开关频率调节器，所述开关频率调节器被耦合用于向功率因数校正控 制器电路输出频率调节信号，以响应于表示耦合到功率因数校正变换器的输出的负载的负 载信号来调节功率开关的平均开关频率，其中，所述频率调节信号响应于负载情况的范围。
根据本发明的另一方面，提供了一种在功率因数校正变换器中使用的控制器，该 控制器包括第一积分器，所述第一积分器被耦合用于对功率因数校正变换器的输入电流 进行积分并且用于输出第一信号以结束功率变换器的功率开关的导通时间；第二积分器， 所述第二积分器被耦合用于对功率因数校正变换器的输入电压和输出电压之间的差进行 积分并且用于输出第二信号以结束功率开关的关断时间；驱动器电路，所述驱动器电路被 耦合用于响应于第一信号和第二信号来改变功率开关的开关频率并且用于输出第三信号 以对功率开关进行开关，从而将输入电流控制为与输入电压实质上成比例；以及频率调节 电路，所述频率调节电路被耦合用于接收表示功率因数校正变换器的输出处的负载的误差 电压信号，其中，所述频率调节电路还被耦合用于输出经过调节的误差信号，以响应于误差 电压信号来调节功率开关的关断时间的结束。 根据本发明的又一方面，提供了一种方法，该方法包括对功率开关进行开关，以调 整功率因数校正变换器的输出；通过对功率开关进行的开关来控制功率因数校正变换器的 输入电流，以使得输入电流与功率因数校正变换器的输入电压成比例；并且在全部负载情况的范围中响应于功率因数校正变换器的负载来调节功率开关的平均开关频率。


参考下面的附图描述本发明的非限制性并且非穷举性的实施例，其中，在各个示 图中相似的标号指代相似的部件，除非另外指定。 图1是根据本发明的教导的包括示例控制器的示例升压变换器 (boostco読rter)的功會離图； 图2是根据本发明的教导的进一步示出图1的示例控制器的功能框图； 图3A示出根据本发明的教导的与图1和图2相关联并且与开关信号和负载信号
相应的示例输入波形； 图3B示出图3A中的输入波形中一个波形的放大示图以及相应的开关波形；
图4A示出根据本发明的教导的负载和平均开关频率之间的示例关系；
图4B示出根据本发明的教导的负载和平均开关频率之间的替代示例关系；
图4C示出根据本发明的教导的负载和平均开关频率之间的替代示例关系；
图4D示出根据本发明的教导的负载和平均开关频率之间的替代示例关系；
图5A示出根据本发明的教导的实施用于功率因数较正(PFC)的控制技术的示例 集成电路； 图5B示出根据本发明的教导的示例开关频率调节器； 图6A示出根据本发明的教导的误差电压、经过调节的误差电压和负载之间的示 例关系； 图6B示出根据本发明的教导的经过调节的误差电压的示例曲线图；以及 图7是示出根据本发明的教导的用于响应于PFC电路中的变化的负载来调节平均
开关频率的示例方法的流程图。
具体实施例方式
在本发明的一方面中，在这里为了说明的目的而公开的方法和装置利用控制技术 来提高功率因数校正(PFC)电路中的效率。在下面的描述中，许多特定细节被提出以便提 供对本发明的全面理解。然而，对于本领域技术人员来说，很明显，不必必须采用这些特定 细节来实施本发明。没有详细描述与实施有关的公知方法，以避免对本发明造成模糊。
在整个说明书中，对"一个实施例"、"实施例"、"一个示例"或"示例"的提及意味着 结合该实施例描述的具体特征、结构或特性被包含在本发明的至少一个实施例或示例中。 因此，在整个说明书的各个地方出现的短语"在一个实施例中"、"在实施例中"、"在一个示 例中"或"在示例中"不一定都指同一实施例。例如，具体的特征、结构或特性可以组合成一 个或多个实施例或示例中的任何适当的组合和/或子组合。 如下面将要论述的，根据本发明的教导的各种示例实施用于功率因数校正电路的 控制技术，以进一步提高功率高效递送。更具体地，该控制技术响应于耦合在PFC电路的输 出处的变化的负载来调节PFC电路中的功率开关的平均开关频率。在本发明的一个实施例 中，负载表示要被耦合到PFC校正电路的输出的dc-dc变换器。本思想将根据下面描述的 附图来说明。
为了进行说明，图1是根据本发明的教导的包括控制器102的示例升压PFC变换 器100(也被称为PFC变换器)的功能框图。在所示的示例中，PFC变换器100是升压功率 变换器，其接收与ac线电压Ve 106对应的ac线电流Ie 104。通常，ac线电流Ie 104和对 应的ac线电压V(; 106由配电系统(例如，发电厂)通过电插座(electrical socket)提 供。如图所示，桥式整流器108将ac线电压Ve 106变换成dc输入电压V^ 110。
现在参考图3A，示例波形302、304和306分别代表ac线电压Ve106、 dc输入电压 VIN llO和dc输入电流L 111。如图所示，'ac'波形由在某些时间间隔极性被反转的波 形表示。例如，ac线电压Ve 106由在正值和负值之间交变的波形302代表。相比较而言， 'dc'波形由总是相同极性的波形表示。例如，如波形304和306所示，dc输入电压VIN 110 和dc输入电流I^ lll实质上总是为正。注意，dc输入电压V^ IIO( S卩，波形304)和dc 输入电流IIN lll(即，波形306)在大小上随时间变化。 返回参考图1，在所示的示例中，滤波器112耦合在桥式整流器108的两端，以对来 自dc输入电流IIN 111的高频噪声电流进行滤波。在本发明的一方面中，dc输入电流IIN 111实质上被控制为跟随dc输入电压VIN110的波形形状。如图3A所示，表示dc输入电流 IIN 111的波形306 —般跟随表示dc输入电压VIN 110的波形304的形状。
如在图1的示例中所示，被示为电感器1^ 114的能量存储元件的一端被耦合到控 制器102，而电感器LJ14的另一端被耦合到功率开关SWJ18。在操作中，当开关118能够 传导电流时，功率开关SWJ18处于'导通'或'闭合'状态，并且当开关118不能传导电流时 处于'关断'或'断开'状态。开关周期被定义为当开关为导通的时间段以及随后当开关为 关断的时间段。例如，开关周期可以包括当开关SWJ18能够导电的导通时间段以及跟随的 当开关SWJ18不能导电的关断时间段。在另一示例中，开关周期可以包括当SWJ18不能导 电的关断时间段以及跟随的当开关SWJ18能够导电的导通时间段。导通时间可以被定义 为开关周期期间开关SWJ18导电的时间段，并且关断时间可以被定义为开关周期期间开关 SWJ18不导电的时间段。 在图1的示例中，输入回波(input return) 120被耦合到功率开关SWJ18。在操 作中，根据本发明的教导，能量存储电感器LJ14响应于开关SWJ18的开关来向功率变换器 100的输出传递能量。如在该示例中所示，体电容器122被耦合以向负载126提供基本恒 定的输出电压V。m124。在一个示例中，负载126可以是对dc-dc电源的输入。二极管DJ28 被耦合以使得防止来自体电容器122的电流回流通过电感器LJ14。在图1的示例中，表 示dc输入电压V^ 110的输入电压信号U， 130被控制器102接收。表示dc输入电流L 111的输入电流感测信号UIIN 132也被控制器102接收。更具体地，例如，诸如电流变压器 (currenttransformer)，或者分立电阻器两端的电压、当晶体管导电时晶体管两端的电压， 或者耦合到功率开关的感测FET元件之类的电流感测134可以用于测量dc输入电流IIN 111。在图1的示例中，表示输出电压V。UT 124的输出电压信号Uv。uT 136也被控制器102接 收。在一个示例中，输出电压信号Uv。m 136可以表示恒定的参考值。在本发明的一个实施 例中，感测信号U， 130、UIIN 132和Uv。ut 136可以具有电压的形式或电流的形式。
在操作中，控制器102响应于输入电压信号U， 130、输入电流信号Un, 132和/ 或输出电压信号UV。UT 136而输出控制开关SWJ18的开关的开关信号Usw 119，以调整输出 电压V。uT 124和控制dc输入电流L 111跟随dc输入电压V^ 110的波形，dc输入电压V^110也被称为'输入电压V^ 110'。在一个示例中，控制器102通过改变开关SWJ18的每个 开关周期(也被称为可变开关频率控制技术)来调整输出电压V。UT 124和控制dc输入电 流Im 111。在另一示例中，控制器102通过维持开关SW工118的恒定的开关周期(也被称 为固定开关频率控制)来调整输出电压V。uT 124和控制dc输入电流L 111。在本发明的 一方面中，控制器102还响应于负载124来调节开关的平均开关频率，以进一步提高PFC变 换器100的效率。特别地，平均开关频率被定义为多个开关周期中的开关频率。更具体地， 控制器102采用了通过响应于负载126调节开关SWJ18的平均开关频率来降低功率损耗 的控制技术。 现在参考图2，根据本发明的教导，功率变换器100的功能框图进一步示出图1的 控制器102的示例。如图所示，控制器102包括功率因数校正(PFC)电路202和开关频率 调节器204。根据图2的示例，PFC电路202输出开关信号Usw 119和表示耦合到PFC变换 器100的输出的负载126的负载信号U薩206。 PFC电路202接收输入电压信号UVIN 130、 输出电压信号Uv。uT 136和/或输入电流信号Un, 134。开关频率调节器204接收负载信号 UWAD 206并且输出频率调节fAW信号208。 在操作中，作为一个示例，PFC电路202响应于输入电压信号U，130、输入电流信 号Un, 134和/或输出电压信号Uv。uT 136来调整电源的输出和控制输入电流以使得输入电 流IIN 111跟随输入电压VIN 110的波形。开关频率调节器204响应于负载信号UWAD 206来 输出频率调节信号fAW 208，并且PFC电路202响应于频率调节信号fm 208来调节功率开 关SWJ18的平均开关频率。 如图所示，控制器102、电流感测134和开关SWJ18可以包括在集成电路210中。 在一个示例中，开关SWJ18可以包括在与控制器102相同的单个单片电路设备(single monolithic device)上。在一个替代实施例中，控制器102可以被包括在没有开关SWJ18 的单个单片电路设备上。在一个实施例中，开关SWJ18可以是金属氧化物半导体场效应晶 体管(MOSFET)。在操作中，当开关SWJ18为导通时，开关SWJ18允许从漏极端212向源极 端214的电流的传导，并且当开关SWJ18为关断时，实质上阻止电流的传导。在另一示例 中，如图所示，电流感测134可以耦合到开关SWJ18以测量开关电流I, 216。因为在开关 周期的导通时间期间开关电流I, 216实质上等于dc输入电流I^ 111(如图3B所示)，所 以在开关周期的导通时间期间，可以感测开关电流I216，而不感测dc输入电流I^ 111。 如图所示，电流感测134可以感测功率开关SWJ18的漏极端212处的输入电流I^ 111。在 一个替代实施例中，电流感测134可以感测功率开关SWJ18的源极端214处的输入电流IIN 111。在一个替代实施例中，电流感测134可以在漏极端212之前或源极端214之后感测开 关电流Isw 216。 如图所示，开关SWJ18包括寄生电容Cp 222。更具体地，寄生电容可以被定义为由 于电组件的各部分彼此接近而存在于它们之间的不希望的电容。在操作中，当开关SWJ18 切换到关断状态时，PFC变换器100中的寄生电容Cp 222存储电能。虽然，示出杂散电容 (stray capacity) Cp222接在功率开关SWJ18的两端，但是杂散电容可能是从PFC控制器 100内的所有组件贡献来的。当开关SWJ18切换到导通状态时，在PFC变换器100的组件 内所存储的电能被放电，并且能量在功率开关SWJ18中耗散。在控制器100的操作期间， 随着开关SWJ18的开关频率的提高并且开关SWJ18在导通状态和关断状态之间更加频繁地切换，更多的能量被耗散在开关SWJ18中。因此，尽可能最小化开关SWJ18的开关频率 可能是有益的。在一个示例中，开关SWJ18的开关频率可以随着接在PFC变换器100的输 出的两端的负载126的减少而降低，以限制SWJ18中的功率耗散。然而，当对SWJ18的频 率进行限制时，能量传递元件LJ14中的损耗被增大。更具体地，随着功率开关SWJ18的 开关频率变低，峰电流的增大可能在电感器中产生更多的功率耗散。另外，能量变压器磁芯 (energy transformer core)中的损耗由于磁芯中的磁通量的偏移(excursion)而变大。 通常，在PFC变换器中，能量传递元件LJ14中的损耗比开关SWJ18中当开关频率被降低时 所防止的损耗大很多。然而，在某些PFC变换器设计中，降低开关频率可能是有益的，因为 功率开关中的损耗大于从能量传递元件LJ14引起的附加的功率损耗。
如在所描述的示例中所示，滤波器112包括但不限于电容器220，其对来自dc输 入电流IIN 111的高频噪声进行滤波。更具体地，在一个示例中，电容器220的电容值是被 选取使得电容器220可以滤出高频噪声，但是未大到足以降低dc输入电压VIN 110的时变 分量的值。在一个替代实施例中，集成电路210可以用在包括反激式变换器的PFC变换器 100中。 如之前所参考的，图3A示出根据本发明的教导的ac线电压波形302、dc输入电压 波形304、dc输入电流波形306、开关信号U119和负载信号U^^ 206。 ac线电压波形302 代表ac线电压Ve 106并且实质上是正弦波形。线周期(line cycle)被定义为ac线电压 波形302的三个连续的过零点之间的时间间隔并且对应于表示完成一个线周期所花费的 时间的线周期时段！Ym 310。更具体地，在所示的示例中，线周期时段！Y310依赖于ac线电 压Ve 106的频率。例如，如果ac线电压Ve 106的频率提高，则线周期时段1Y 310将变短。 相反，如果ac线电压Ve 106的频率降低，则线周期时段1Y 310将变长。根据本发明的实施 例，线周期时段1Y310比开关周期时段T312长得多。为了进一步地说明，在一个示例中， 线频率是60Hz，对应于16666微秒的线周期时段1\310，并且在分段1中的平均开关频率是 100kHz，对应于10微秒的开关周期时段Tsw312。 如图所示，dc输入电压波形304表示dc输入电压VIN 110并且是ac线电压波形 302的经过整流的波形。在操作中，桥式整流器108对由ac线电压波形302表示的ac线电 压Ve 106进行整流，以生成由dc输入电压波形304表示的dc输入电压V^ 110。dc输入电 流波形306表示dc输入电流I^ 111。如图所示，dc输入电流波形306叠在输入电压波形 304之上，以示出在开关周期期间dc电流IIN 111如何被控制为跟随dc输入电压VIN 110。 在图3B中示出了 dc输入电流波形306的放大视图314。 如在图3A中所示，开关信号Usw 119的平均开关频率随着信号U自206的大小而 变化。根据本发明的教导，平均开关频率响应于负载126而被调节。更具体地，平均开关 频率被定义为至少半个线周期或者更多周期中的平均开关频率。因此，即使当PFC电路的 控制方案实施可变开关频率时，平均开关频率也可以被调节。如在分段l中所示，负载信号 UWAD 206处于最高大小并且对应于处于最高平均开关频率的开关信号U119。如在分段2 中所示，负载信号206在大小上被降低并且对应于具有较低平均开关频率的开关信号 Usw 119。如在分段3中所示，负载信号U^ 206进一步在大小上被降低，对应于具有更低 的平均开关频率的开关信号U, 119。如图3A所示，开关输入电流波形306描述了连续传 导模式中的输入电流IIN111。更具体地，连续传导模式是这样一种开关控制技术，其被实施
8以使得在开关周期内防止输入电流1 111达到零，因为开关SWJ18在能量传递元件LJ14 中的能量变为零之前被导通。将会意识到，因为PFC变换器100的输入是ac信号，所以当 输入电压为零时，ac输入电流将为零，即使在连续传导模式中也是如此。不连续传导模式 控制技术可以被实施以使得在每个开关周期的每个关断时间期间PFC控制器102防止输入 电流I^111变为零。在根据本发明的一个实施例中，当平均开关频率被降低时，PFC控制器 102可以从连续传导操作模式切换到不连续的操作模式。相反，当平均开关频率提高时，输 入电流IIN111可以从不连续操作模式变到连续操作模式。 如图3B所示，放大的示图314描述了连续传导模式中的图3A的输入电流波形306 的一部分。如图所示，dc输入电流L lll对应于开关的导通时间期间的开关电流I, 216。 在操作中，响应于由控制器102确定的第一导通时间T。N1318和第一关断时间T。m320，针对 第一开关周期时段T^316控制输入电流L 111。如在放大示图314中所示，开关周期T，、 TSW2和TSW3因控制器102所实施的用于PFC校正的可变频率控制技术而不同。因此，根据本 发明的一个实施例，为了进行PFC，控制器102可以在多个线周期中响应于变化的负载来调 节开关SWJ18的平均开关频率，并且也可以逐周期地调节开关频率以调整输出电压和控制 输入电流IIN 111为跟随输入电压VIN110。 现在参考图4A、图4B、图4C和图4D，可以以多种方式响应于PFC变换器100的负 载来调节平均开关频率。在图4A中，开关SWJ18的平均开关频率随着负载126线性连续 地变化。在图4B中，开关SWJ18的平均开关频率随着负载126指数连续地变化。在图4C 中，开关SWJ18的平均开关频率随着负载126线性离散地变化。根据本发明的一个实施例， 如在图4A、图4B和图4C中所示，在升压变换器的全部负载范围中调节平均开关频率。也就 是，平均开关频率可以响应于最小负载情况而处于最小频率，并且平均开关频率可以响应 于升压变换器的最大负载情况而处于最大频率。在另一实施例中，如图4D所示，平均开关 频率在全部负载范围的一部分中被线性连续地调节。在本发明的另一实施例中，可以以任 何类型的组合对图4A、图4B、图4C和图4D进行组合来确定开关SWJ18的平均开关频率和 负载126之间的关系。 现在参考图5A，示出了根据本发明的教导的示例集成电路控制器500，其利用具 体控制技术来实施PFC并且还包括开关频率控制器501以提高效率。在该示例中，功率 MOSFET 502在导通状态和关断状态之间切换，以允许和防止输入电流IIN 503在漏极端D 504和源极端S 506之间流动。电压端V^ 507被耦合用于接收输入电压信号V^ 110。如 图所示，输入电压检测器508输出表示PFC变换器100的瞬时dc输入电压的电流IVIN 512。 在操作中，从输入电压检测器508得出生成的电流信号IVIN2513。根据本发明的实施例的 教导，生成的电流信号Iv皿513可以表示半个线周期的峰值输入电压，或者输入电压的有效 值，或者在半个周期中的平均输入电压。反馈端FB 514接收电压Vv。，电压Vv。uT表示PFC 变换器100的输出处的输出电压。在一个示例中，电压VV。UT可以是任何恒定的值。
如图所示，参考电流IKEF以与从电流源522流出的成比例电流(scaled current) Is，相反的方向从电流源520流出。更具体地，成比例电流k，等于电流I，乘以用于信 号处理的比例因子。电容器C。^ 524耦合在晶体管T, 526的两端。在操作中，当晶体管 T。FF 526关断时，电容器Q^ 524进行充电。更具体地，对电容器C, 524进行充电的电流是 参考电流IKEF和成比例电流ISVIN之间的差。当晶体管T。FF 526变为导通时，电容器C。FF 524
9经由公共回波(common return) 529进行放电。电压比较器528被耦合到电容器C。FF 524， 以使得比较器528的负端处于与电容器C, 524相同的电势电压。当电容器C, 524上的 电压等于经过调节的误差电压V' EKK 530时，电压信号V。FF 532从低转变到高，这使得功率 MOSFET 502转变到导通状态。按照此方式，功率MOSFET 502的开关周期的关断时间被调 节。在本发明的一个实施例中，电容器C。^ 524用作积分器(integrator)，其对恒定电压和 功率变换器的输入电压之间的差进行积分，以确定开关周期的关断时间。
在操作中，在所示的实施例中，误差电压VEKK 531是误差放大器533的输出。在操 作中，误差放大器533对电压Vv。uT与参考电压V， 535进行比较以确定误差电压V， 531， 误差电压V， 531表示功率变换器的输出处的输出电压。根据本发明的一个实施例，电压 误差信号V， 531给出功率变换器100的输出电压以及控制器的输出处的负载的指示。根 据本发明的教导，误差信号V， 531被设计为具有与开关信号U, 119(例如驱动信号554) 相比慢得多的响应时间。例如，在一个实施例中，误差信号V， 531是表示若干线周期中的 输出电压V。m 124的平均大小的平均化的值，以使得当在线周期中控制输入电流时，输出电 压V。uT 124被认为实质上是恒定的值。 更具体地，在本示例中，误差信号V， 531实质上不对线周期中输出电压V。uT 124 的ac时间变化做出响应。还可以假定误差信号V， 531在多个开关周期中实质上是恒定 的。在一个示例中，误差电压VEKK 531可以经由C0MP端537被输出到增益设定滤波器，增 益设定滤波器用于调整误差电压V， 531的响应时间。 如在示例中所示，开关频率调节器501耦合在误差放大器533的输出和比较器528 的非反相端(non-inverting terminal)之间。开关频率调节器501是图2的开关频率调 节器204的一个可能的实施方式，而集成电路控制器500的一些或者所有其余的电路是PFC 电路202的可能的实施方式。在操作中，开关频率调节器501响应于接收误差电压信号VEKK 531来输出经过调节的误差信号V'， 530。在一个示例中，根据本发明的实施例，误差电压 信号VEKK 531基于下面的公式被修改
V，哪=Vc-V腳 公式1 其中，Vc是基于PFC变换器100的反馈回路的设计参数而确定的恒定的值。根据 本发明的教导，误差电压信号V， 531可以被认为等于图2中所示的负载信号U皿D 206。更 具体地，误差电压信号V， 531的大小与功率变换器的输出处的负载成正比。通常，误差电 压信号V， 531的大小可以通过变化的输入电压和改变的负载情况而被影响，因此可能难 以建立反馈信号V， 531的大小和功率变换器的输出处的负载情况之间的正比关系。根据 本发明的实施例，输入电压检测器生成信号电流Iv皿，信号电流IVIN2表示平均输入电压值， 并且乘以电流源534以抵消输入电压对误差电压信号V， 531的影响。换句话说，在前馈 系统中，电流IVIN2乘以电流源534以使得误差电压信号VEKK 531的大小独立于输入电压VIN lll，并且可以表示耦合到PFC变换器100的输出的负载126。在根据本发明的一个实施例 中，经过调节的误差信号V' EKK 530可以被认为等同于在图2中的频率调节信号fAW208。
在根据本发明的另一示例实施例中，开关频率调节器501被耦合在误差放大器 533和电压比较器544的正输入端之间。在本示例的操作中，经过调节的误差信号V'， 530 被电压比较器544接收。 如在图5A的示例中所示，电流源534输出成比例电流ISIIN，成比例电流1 表示乘以了用于信号处理的比例因子的感测的输入电流Is 538。电容器C。w 540被耦合在晶体管 T。N 542的两端。在操作中，当晶体管T。w 542为关断时，成比例电流I^,对电容器C。w 540 进行充电。当晶体管T。w 542为导通时，电容器C。w 540经由公共回波529被放电。电压比 较器544耦合到电容器C。N 540，以使得比较器544的负输入处于与电容器C。N 540相同的 电势电压。当电容器C。w 540的电压等于误差电压V，531时，比较器544的输出处的电压 信号V， 546从低信号转变为高信号，这导致将功率M0SFET 502设定成关断状态。按照此 方式，用于功率率MOSFET 502的开关周期的导通时间被控制。在本发明的一方面中，电容 器C。N 540用作积分器，其对功率变换器的输入电流进行积分以确定开关周期的导通时间。
如在图5A的示例中所示，OR门548的第一输入被耦合到比较器544的输出，并且 OR门548的第二输入被耦合到AND门550的输出。在操作中，当电压信号V。N 546转变为 高或者过流保护(OCP)信号553转变为高时，OR门548向锁存器552的复位端(R)输出高 信号。在操作中，当锁存器552的复位输入R接收到高信号时，输出Q被设定成高并且互补 输出5被设定为低。相反，当电压信号V。FF 532转变成高时，锁存器552的输入S将输出Q 设定为低，并且将互补输出5设定为高。按照此方式，互补输出5输出控制功率M0SFET 502 的开关的驱动信号DRIVE554。放大器556对驱动信号DRIVE 554进行放大，以提供足够电 流来对功率MOSFET 502的栅极进行充电和放电，以便控制功率MOSFET 502的开关。
如在示例中所示，电流限制比较器558对感测的输入电流Is 538与电流限制参考 IUM 559进行比较。在一个示例中，当感测的输入电流Is 538达到电流限制参考IuM 559 时，电流限制比较器558的输出变为高。更具体地，在本示例中，感测的输入电流Is 538是 输入电流1 503的一部分。在一个示例中，根据本发明的教导，感测的输入电流Is 538表 示输入电流IIN 503。在一个示例中，驱动信号554在被施加到AND门550的输入之前被前 沿消隐(leading edge blanking, LEB)电路562延迟，以防止在功率MOSFET 502转变为导 通而暂时对杂散电容进行放电时过流保护信号553指示虚假的电流限制情况。更具体地， 过流保护信号553指示功率MOSFET 502中的电流何时达到电流限制参考IUM 559，以防止 对功率MOSFET 502和/或集成电路500的任何其它内部组件的损坏。
如上面所论述的，本发明的教导允许功率变换器采用控制技术来对功率变换器的 输入电流波形进行整形。另外，平均频率调节电路501被包括来沿着所有负载范围调节 MOSFET 502的平均开关频率，从而限制控制器中的损耗。在所论述的示例中，PFC控制器 通过改变功率变换器中的功率开关的导通时间和关断时间来控制输入电流波形使之跟随 输入电压波形的形状。更具体地，在每半个线周期中，输入电流被控制为与输入电压成正 比。然而，当在多个半个线周期中输入电流被平均化时，输入电流IM lll不再与输入电压
VIN 110成比例。更具体地，控制技术通过为关断时间设定恒定的伏特-秒来强迫功率开关
的导通时间与经过整流的时变输入电压V^(t)成反比。关断时间被控制为恒定的乘积
(V。UT_VIN) XT。FF 公式2 特别地，在关断时间期间对下面的量进行积分
V。UT_VIN 公式3 允许在关断时间期间设定恒定的伏特_秒。通过对关断时间进行设定以具有恒定 的的伏特-秒，在一些开关周期中导通时间伏特-秒被强制为实质上是恒定的，以便维持满 足升压电感器的特性的伏特-秒平衡。升压电感器上的伏特-秒的平衡允许导通时间实质上与输入电压成反比。导通时间对输入电压的这种关系建立了一种用于将输入电流控制为 表示输入线电压的经整流时变输入电压V^(t)的函数的方便并且简单的手段。如果通过在 导通时间期间对输入电流积分而感测输入电流，则导通时间可以通过达到以下恒定的积分 值而终止 J" //mw&公式4 其中从T1到T2期间是通过在一些开关周期中实质上恒定的反馈信号确定的导通 时间。这将使得开关周期中的平均输入电流实质上与输入电压成比例。
现在参考图5B，根据本发明的教导，示例开关频率调节器501包括电流镜560。如 图所示，电流镜560还包括第一晶体管T1562和第二晶体管T2564，第一晶体管T1562的栅 极耦合到第二晶体管T2564的栅极。在操作中，电流镜560接收第一电流Ip以控制第二电 流I2通过第二晶体管T2564。更具体地，误差电压信号V， 531被第一电阻器I^ 566变换 成第一电流^，并且第二电流12因电流镜配置而与第一电流L成比例。换句话说，当第一 电流L增大时，第二电流12将成比例增大。第二电阻器R2568将在图5A中所论述的恒定 电压^变换成第二电流12。经过调节的误差电压V'EKK 530被确定。在一个示例操作中， 当第一电流L由于误差电压信号V'■ 530的增大而增大时，第二电流12成比例增大。当 第二电流12增大时，第二电阻器1 2568两端的电压降增大，因此降低了经过调节的误差电压 信号V' EKK530的大小。根据图5A中的实施例，因为经过调节的误差信号V' ■ 530用作确 定关断时间的阈值，如图5A的示例控制电路中所示，经过调节的误差电压信号V'， 530通 过改变在开关周期期间功率开关SWJ18的关断时间来调节开关的平均开关频率。
现在参考图6A，示例曲线图600还示出根据本发明的一个实施例的经过调节的误 差电压信号V' ■ 530作为由平均频率调节器501实现的误差电压信号VEKK 531的函数的 函数关系。在一个示例中，误差电压信号V， 531表示负载信号U皿。206，而经过调节的误 差电压信号V'EKK 530表示频率调节信号fAW 208。如图所示，电压误差信号VEKK531的大小 随着负载的增大而增大。相反，经过调节的误差电压信号V'EKK530随着负载的减小而减小。 如上所述，在一个示例中，误差电压V， 531、经过调节的误差电压V'EKK 530和恒定电压Vc
之间的关系被表示为如下 V，哪=Vc-V腳 公式5 其中，Ve是根据PFC变换器100中的反馈回路的设计参数选取的恒定电压。在根
据本发明的教导的替代实施例中，曲线图600可以类似于如图4A、图4B、图4C和图4D所示
的平均开关频率和负载之间的其它函数关系或者其它函数关系的组合。 现在参考图6B，曲线图650图示出第一经过调节的误差电压V' ■和第二经过调
节的电压V' EKK2。如图所示，经过调节的误差电压V' ，530具有和负载相反的关系，因此，
当经过调节的误差电压V' EKK 530从V' EKK1增加到V'哪2时，表示PFC变换器100的输出处
的负载减小。 返回参考图5，当经过调节的误差电压阈值V'， 530增大时，电容器C。FF 524两端 的电压达到增大的经过调节的阈值将花费较长的时间，因此再次延迟了 MOSFET 502被导 通的时间，从而加长了开关周期的关断时间。按照此方式，当PFC变换器100的输出处的负 载126被减小时，平均开关频率被降低。由于在集成的控制器500中实施的控制技术，每个开关周期的导通时间也被拉长，以便维持相同的占空比。相反，当负载126曾大了耦合到电 压比较器528的正端的经过调节的电压参考时，平均开关频率可以被增大，从而减少了对 C。N 540进行充电要花费的时间并且使得关断时间縮短。 图7是示出根据本发明的教导的用于响应于变化的负载情况来调节开关频率的 示例方法的流程图。在处理块710中，开关SWJ18被开关以调整输出电压并且以便实施功 率因数校正，从而使得输入电流1 111与输入电压V^ 110成正比。在下一个处理块715 中，PFC电路212将表示负载126的负载信号UMAD 206输出到平均频率调节器204。在下 一处理块720中，开关频率调节器向PFC电路输出频率调节信号fm 208，以响应于负载信 号UMAD 206调节平均开关频率。在下一处理块725中，PFC电路对开关信号Usw 119进行调 节，以使得功率开关SWJ18的平均开关频率响应于耦合到PFC变换器100的输出处的负载 126而被调节。在执行决定块725之后，处理返回到处理块710。 上面对所示的本发明的示例的描述(包括在摘要中所描述的)不旨在是穷举性的 或者不旨在是对所公开的明确形式的限制。虽然为了说明的目的在这里描述了发明的特定 实施例和示例，但是在不脱离本发明的宽泛的精神和范围的情况下，各种等同修改是可以 的。 根据上面详细的描述，可以对发明的示例做出这些修改。在下面的权利要求中所 使用的术语不应当被解释为将发明限制在说明书和权利要求书中所公开的特定实施例。而 是，范围将全部通过下面的权利要求来确定，这根据所建立的权利要求解释的原则来构建。 本说明书和附图因此应当被认为是说明性的而非限制性的。
权利要求
一种在功率因数校正变换器中使用的控制器，包括功率因数校正控制器电路，所述功率因数校正控制器电路被耦合用于输出驱动信号，以在导通状态和关断状态之间对功率开关进行开关，从而向所述功率因数校正变换器的输出传递能量；开关频率调节器，所述开关频率调节器被耦合用于向所述功率因数校正控制器电路输出频率调节信号，以响应于表示耦合到所述功率因数校正变换器的输出的负载的负载信号来调节所述功率开关的平均开关频率，其中，所述频率调节信号是响应于负载情况的范围的。
2. 根据权利要求1所述的控制器，其中，所述控制器在所有负载情况的范围中以连续传导模式进行操作。
3. 根据权利要求1所述的控制器，其中，所述控制器在没有负载的情况期间以不连续的传导模式进行操作，并且在最大负载的情况期间以连续传导模式进行操作。
4. 根据权利要求1所述的控制器，其中，所述平均开关频率是在至少半个线周期中的平均开关频率。
5. 根据权利要求1所述的控制器，其中，所述功率因数校正控制器电路被耦合用于利用可变频率控制技术来对所述功率开关进行开关。
6. 根据权利要求1所述的控制器，其中，所述功率因数校正控制器电路被耦合用于利用固定频率控制技术来对所述功率开关进行开关。
7. 根据权利要求1所述的控制器，其中，所述功率因数校正变换器包括升压变换器。
8. 根据权利要求1所述的控制器，其中，所述功率因数校正变换器包括反激式变换器。
9. 根据权利要求1所述的控制器，其中，所述负载情况的范围是从没有负载的情况到最大负载的情况的负载情况的范围。
10. 根据权利要求1所述的控制器，其中，所述平均开关频率响应于所述负载情况的范围中的负载而连续地并且成比例地变化。
11. 根据权利要求1所述的控制器，其中，所述平均开关频率响应于所述负载情况的范围中的负载而离散地并且成比例地变化。
12. 根据权利要求1所述的控制器，其中，所述控制器包括在集成电路中。
13. 根据权利要求12所述的控制器，其中，所述功率开关包括在所述集成电路中。
14. 根据权利要求1所述的控制器，其中，所述控制器响应于从由以下信号组成的组中选择的一个或多个信号来调整所述功率因数校正变换器的输出处的输出电压输出电压信号、输入电压信号和输入电流信号。
15. 根据权利要求1所述的控制器，其中，所述功率开关还包括相当大的寄生电容。
16. 根据权利要求1所述的控制器，其中，所述控制器响应于从由以下信号组成的组中选择的一个或多个信号来调整所述功率因数校正变换器的输出处的输出电压输出电压信号、输入电压信号和开关电流信号。
17. —种在功率因数校正变换器中使用的控制器，包括第一积分器，所述第一积分器被耦合用于对所述功率因数校正变换器的输入电流进行积分并且用于输出第一信号以结束功率变换器的功率开关的导通时间；第二积分器，所述第二积分器被耦合用于对所述功率因数校正变换器的输入电压和输出电压之间的差进行积分并且用于输出第二信号以结束所述功率开关的关断时间；驱动器电路，所述驱动器电路被耦合用于响应于所述第一信号和第二信号来改变所述功率开关的开关频率并且用于输出第三信号以对所述功率开关进行开关，从而将所述输入电流控制为与所述输入电压实质上成比例；以及频率调节电路，所述频率调节电路被耦合用于接收表示所述功率因数校正变换器的输出处的负载的误差电压信号，其中，所述频率调节电路还被耦合用于输出经过调节的误差信号，以响应于所述误差电压信号来调节所述功率开关的关断时间的结束。
18. 根据权利要求17所述的控制器，其中，所述驱动器电路对所述功率因数校正变换器的输出处的输出电压进行调整。
19. 根据权利要求17所述的控制器，其中，所述功率开关包括金属氧化物半导体场效应晶体管。
20. 根据权利要求17所述的控制器，还包括比较器，所述比较器被耦合用于对表示所述功率因数校正变换器的输出的反馈信号与参考电压进行比较，并且被耦合用于输出所述误差电压信号。
21. 根据权利要求17所述的控制器，其中，所述频率调节电路在负载情况的范围中响应于所述误差电压信号而输出经过调节的误差电压信号。
22. —种方法，包括对功率开关进行开关，以调整功率因数校正变换器的输出；通过对所述功率开关进行的开关来控制所述功率因数校正变换器的输入电流，以使得所述输入电流与所述功率因数校正变换器的输入电压成比例；并且在全部负载情况的范围中响应于所述功率因数校正变换器的负载来调节所述功率开关的平均开关频率。
23. 根据权利要求22所述的方法，其中，对所述功率开关进行开关以调整所述功率因数校正变换器的输出包括对所述功率开关进行开关以调整输出电压并且控制所述输入电流以使得所述输入电流与所述功率因数校正变换器的输入电压实质上线性成比例。
全文摘要
本发明公开了提高功率因数校正电路中的效率的方法和装置。一种在功率因数校正(PFC)变换器中使用的控制器，包括功率因数校正控制器电路，所述功率因数校正控制器电路被耦合用于输出驱动信号，以在导通状态和关断状态之间对功率开关进行开关，从而向PFC变换器的输出传递能量。该控制器还包括开关频率调节器，所述开关频率调节器被耦合用于向功率因数校正控制器电路输出频率调节信号，以响应于表示耦合到PFC变换器的输出的负载的负载信号来调节功率开关的平均开关频率，其中，所述频率调节信号响应于负载情况的范围。
文档编号H02M3/04GK101741244SQ20091022220
公开日2010年6月16日 申请日期2009年11月9日 优先权日2008年11月7日
发明者罗兰·塞尔威尔·赛恩特-皮埃尔 申请人:电力集成公司