专利名称：转换器的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种用于高压直流(HVDC)电力传输和无功功率补偿的多电平电压源转换器。
背景技术：
在电力传输网络中，交流(AC)电一般被转换为直流(DC)电，为了通过架空线路和 /或海底电缆传输。这一转换消除了对由传输线路或电缆施加的交流电容负载效应的补偿的需要，以及降低了每公里线路/电缆的消耗，因此当电力需要长距离传输时变得有成本效益。交流电到直流电的转换也用在必须互联两个以不同频率操作的交流网络的电力传输网络内。在任何一个这样的电力传输网络内，在每一个交流和直流电之间的交界处都需要转换器来实现所需转换，转换器的一种这样的形式是电压源转换器。在HVDC电力传输网络内使用电压源转换器，由于其可控性、灵活性以及其通常紧凑而模块化的设计的结果，是值得做的。交流网络需要提供无功功率，以适应连接的电力设备的需要和提供网络电压控制，尤其是在故障和干扰期间。因此，如果主要为有功功率传输而设计的电压源转换器也能向交流网络提供无功功率是有益的。控制由电压源转换器提供的无功功率需要改变在转换器的交流侧上产生的电压的大小。按照惯例，这基本是通过增加或减少转换器的直流侧上的电压，以分别产生超前或者滞后无功功率来实现的。然而，在互联两个交流网络的HVDC电力传输方案中，在保持直流电压接近恒定的同时在每个交流网络处独立地改变无功功率流，是值得做的。因此提供一种如所要求地，在保持恒定的直流网络电压的同时，能够从交流网络生成或者吸收无功功率的电压源转换器，变得是值得做的。一种可能的解决办法示意性地显示于图Ia和Ib中，所述办法应用了常规6-开关 (2-电平)和3-电平的多电平转换器技术，以绝缘栅双极型晶体管(IGBT)串联连接和共同开关来使数十到数百兆瓦的高额定功率能够实现。然而，这种解决办法需要复杂而且有源的IGBT门极驱动以及大型的无源缓冲器部件，来保证在转换器开关期间成串的IGBT器件两端的高电压正确地分享。另外，在每一个交流频率的周期，IGBT器件需要开和关多次(在高压下)来控制提供给交流网络的谐波电流。这些因素导致高损耗、高电磁干扰水平以及复杂设计。另一个可能的解决办法显示于图2中，所述办法应用了串联的简单转换器桥或单元，每一个单元在不同时间开关。因为独立的桥单元不会同时开关，这种解决办法消除了许多与串联IGBT器件的直接开关有关的问题，且这种转换器的电压阶跃相对较小。然而，每一个单元都需要一个定级为承载基频和直流分量的大型直流链电容。还需要六个直流侧电抗器来使转换器臂能够并联以及操作，这主要用于限制电容性的转换器臂之间的瞬变电流。这些因素导致带有大量存储能量的昂贵、大型并且笨重的设备。因此它们使预组装、测试以及运输到位变得困难。另外，使用大量独立控制的单元意味着在地面水平控制和高压转换器之间需要高数量的光纤通信通道。这是复杂、昂贵的并且需要精细的设计以及很快速而精确的处理。
发明内容
根据本发明的一个方面，提供了一种用于高压直流电力传输和无功功率补偿的多电平电压源转换器，所述电压源转换器包含至少一个包括多个半导体开关的相位元件，以互联直流网络和交流网络，以及至少一个辅助转换器，作为波形合成器来改变出现到所述相位元件的直流侧的直流电压。一个辅助转换器的提供允许用于转移到交流侧的直流电压的形成。在缺乏一个或者多个辅助转换器以改变出现到所述或者每一个相位元件的直流侧的直流电压时，恒定的直流侧电压将在所述或者每一个相位元件的所述交流侧上产生方波电压，所述方波电压带有显著的谐波分量和所述半导体器件的硬开关。然而，所述一个或者多个辅助转换器的提供允许产生带有较少谐波形变的更符合期望的交流波形。优选地，所述或者每一个相位元件包括四个半导体开关，在正常操作中，每一个开关被控制以最少次数接通及断开，最优选地，在每一个交流频率周期仅一次。这些主要的转换器元件的同步开关允许分组交换技术的使用，在此技术中，在地面水平控制和所述高压转换器设备间需要较少的光纤通信通道。优选地，半导体开关由串联的绝缘栅双极型晶体管构成。然而，在其他实施例中， 所述开关可以由门极可关断晶闸管或场效应晶体管构成。优选地，所述或者每一个辅助转换器合成近似接近于偏置的整流的正弦曲线的波形，或其他优选的波形，以为了出现到所述或者每一个相位元件的所述直流侧。近似接近于整流的正弦曲线的波形的合成，导致一个接近完美的具有最少的谐波变形的正弦波在所述或者每一个相位元件的交流侧的产生。这意味着所述转换器不需要在所述转换器的交流侧上有谐波滤波器来控制功率质量。这还允许半导体开关在接近零的电压下开关，或被称为软开关，因此使得所述转换器在正常操作中的开关损耗最小化。优选地，所述或者每一个辅助转换器包括单相多电平转换器以起高精度波形合成器的作用。优选地，所述单相多电平转换器是链节型转换器。然而，在其他的实施例中，所述单相多电平转换器可以是二极管箝位式转换器或者飞跨电容型转换器。链节型转换器的使用允许单向的(即仅在一个极性上产生电压阶跃)或者双向的 (即在正或负极性上都产生电压阶跃)转换器的使用。为了提供单向单相多电平转换器，所述链节型转换器可以包括串联的一连串模块，每一个模块包括以半桥布置的并联的一对半导体开关和一个电容，以定义可以形成零或者正电压的2-象限单极模块。为了提供双向单相多电平转换器，所述链节型转换器可以包括串联的一连串模块，每一个模块包括以全桥布置的并联的两对半导体开关和一个电容，以定义可以形成正或负电压的4-象限双极模块。在应用一个或多个双向单相多电平转换器的使用的实施例中，所述链节型转换器优选地包括一个为所述转换器加偏压的能量源。所述能量源可以，例如，以电池、燃料电池或者充电的电容的形式提供。根据本发明的另一方面，提供了一种控制电压源转换器的方法，所述转换器具有至少一个包括多个半导体开关的相位元件，以互联直流电压和交流电压，所述方法包括步骤(i)改变出现到所述或者每一个相位元件的直流侧的直流电压；以及(ii)控制所述或者每一个相位元件的所述半导体开关依次地接通和断开，以使出现到所述相位元件的所述直流侧的改变的直流电压变换成交流电压。在所述转换器是包括多个相位元件的多相转换器的实施例中，相同的被改变的直流电压可以出现到每一个所述相位元件的所述直流侧。在所述转换器是包括多个相位元件的多相转换器的其他的实施例中，出现到每一个所述相位元件的所述直流侧的直流电压可以被单独地改变。优选地，所述方法包括向直流电压注入三倍次(triplen)谐波电压，以为了出现到所述或者至少一个相位元件的所述直流侧的步骤，来产生直流补偿电压以补偿在所述相位元件的所述交流侧的有功功率和/或无功功率需求的变化。在此类实施例中，整流的零相序三倍次谐波可以被注入以产生负的直流补偿电压分量，来补偿生成所述相位元件的所述交流侧的无功功率所需的所述直流电压的增加。在其他的此类实施例中，整流的零相三倍次谐波可以被注入以产生正的直流补偿电压分量，来补偿吸收所述相位元件的所述交流侧的无功功率所需的所述直流电压的减少。出现到所述或者至少一个相位元件的所述直流侧的直流电压可以被改变以构成一个基本的或者一个谐波的电压被送到所述相位元件的所述交流侧。优选地，出现到所述或者至少一个相位元件的所述直流侧的直流电压的平均和交变分量被改变，以影响总的直流输出电压而同时保持对出现在所述相位元件的所述交流侧的电压的控制。这允许出现到所述或者每一个相位元件的直流电压依照所述相位元件的所述交流侧上的交流分量的大小和纹波而被控制。为了在开关的瞬间，例如万一发生故障时，最小化所述或者每一个相位元件的电压，出现到所述或者至少一个相位元件的所述直流侧的直流电压可以暂时被改变。本发明的其他有利特征在附在这里的从属权利要求14到21、23、M和25中叙述。
本发明的优选的实施例将通过参考附图的非限定性例子进行描述，其中图Ia和Ib图示显示了用于HVDC电力传输的具有从交流网络生成或者吸收无功功率的能力的电压源转换器的现有技术；图2图示显示了用于HVDC电力传输的具有从交流网络生成或者吸收无功功率的能力的电压源转换器的另一个现有技术；图3显示了根据本发明的第一实施例的一个单相多电平电压源转换器；图4显示了根据本发明的第二实施例的一个单相多电平电压源转换器；图5显示了根据本发明的第三实施例的一个三相多电平电压源转换器；图6显示了根据本发明的第四实施例的一个三相多电平电压源转换器；图7显示了根据本发明的第五实施例的一个三相多电平电压源转换器；图8显示了根据本发明的第六实施例的一个三相多电平电压源转换器；以及图9显示了根据本发明的第七实施例的一个三相多电平电压源转换器。
具体实施例方式根据本发明第一实施例的单相多电平电压源转换器10显示在图3中。单相转换器10包括相位元件12，相位元件12包括四个半导体开关14，以互联直流网络和交流网络。转换器10还包括一个辅助转换器20，以用作改变出现到相位元件12 的直流侧的直流电压的波形合成器。交流网络的频率一般是50Hz或60Hz，在每一个交流网络的频率周期，半导体开关 14被控制接通和断开一次，它们由串联的绝缘栅双极型晶体管构成。在其他的实施例中，设想半导体开关14可以由其他相似的器件构成，诸如，例如， 门极可关断晶闸管或场效应晶体管。这些半导体开关14的同步开关允许分组开关技术的使用，因此允许在地面水平控制和高压转换器设备间的光纤通信通道的数量最小化。辅助转换器20改变直流电压以合成近似接近于整流的正弦曲线的波形，以为了出现到相位元件12的直流侧16。这导致一个接近完美的、具有最少的谐波变形的正弦波在相位元件12的交流侧18上产生。因此，转换器10在转换器10的交流侧上不需要谐波滤波器来控制功率质量。这还使半导体开关14在接近零的电压下开关，因此导致转换器10在正常操作期间的近乎为零的开关损耗。在其他的实施例中，设想辅助转换器20可以改变直流电压以合成其他波形以在相位元件的交流侧18上产生其他纹波分量或者最小化纹波电压的大小。辅助转换器20的使用意味着出现到绝缘栅双极型晶体管串的电压分布由辅助转换器20施加及控制，此电压分布是缓慢变化的波形而不是将要不同地出现到半导体开关 14的高电压阶跃。因此这消除了在主转换器的设计中对复杂的有源门极驱动和大型的电压均分部件的需求，相反地导致有更简单、更便宜及更有效的硬件。另外，辅助转换器20的使用使得施加在半导体开关14上的电压在故障情况期间需要时能够被快速地下降至零(或者最小值)，以促进在降低的电压下的软开关。为了补偿在相位元件12的交流侧18上的有功功率和/或无功功率的要求的变化，优选地，辅助转换器20可操作来向直流电压注入三倍次谐波电压，以为了出现到相位元件12的直流侧16。这导致直流补偿电压的产生以补偿相位元件12的直流侧16上的直流电压的作为结果而发生的变化。例如，在变得必需在相位元件12的交流侧18上生成无功功率的情况下，辅助转换
8器20可操作来向直流电压注入整流的零相序三倍次谐波电压，以为了出现到相位元件12 的直流侧16。这导致负的直流补偿电压分量的产生，来补偿相位元件12的直流侧16的直流电压的作为结果而发生的增加。在变得必需从相位元件12的交流侧18上吸收无功功率的情况下，辅助转换器20 可操作来向直流电压注入整流的零相序三倍次谐波，以为了出现到相位元件12的直流侧 16。这导致正的直流补偿电压分量的产生，来补偿相位元件12的直流侧16上的直流电压的作为结果而发生的减少。通过控制辅助转换器20，可能产生出现在相位元件12的直流侧16上的直流补偿电压分量，以保证在为了允许无功功率控制而使交流电压改变的同时，将直流电压的净增加或净减少控制到零。优选地，辅助转换器20向直流电压注入零相序三次谐波，以为了出现到相位元件 12的直流侧16。零相序三次谐波分量在一次线与中性点间电压波形中，或者在一次侧或二次侧的电流波形中不可见。其他三倍次波形(如9次、15次、21次，等等)也可以类似的效果而被应用。辅助转换器20向直流电压注入三倍次谐波以为了出现到相位元件12的直流侧16 的操作，还可以用于在无功功率需求小或不需要的情况下增加相位元件12的交流侧18上的交流电压。为了以整流和逆变器的两种操作模式来进行给定的功率转移，这减少了转换器10 所引来的电流。这是有益的，因为较低水平的电流减少了不同地将产生在转换器设备中的功率损耗。这还可以减少连接到相位元件12的直流侧16的任何电容(未图示)内的纹波电流分量，因而降低了电容要求以及相关联的功率损耗。在图3所示的实施例中，辅助转换器20是链节型转换器，包括串联连接的一连串模块22。每一个模块22包括以半桥布置的并联的一对形式为绝缘栅双极型晶体管的半导体开关M和一个电容26，以定义一个2-象限单极模块。每一个模块22可以形成零或者正电压并允许辅助转换器20仅在一个极性产生电压阶跃。在对于辅助转换器20在正或者负的极性都产生电压阶跃是值得做的的其他实施例中，辅助转换器20的模块22可以双极模块的形式提供。一个此类实施例显示在图4中。在图4所示的实施例中，辅助转换器20也是链节型转换器，包括串联连接的一连串模块22。然而，每一个模块22包括以全桥布置的并联的两对半导体开关和一个电容，以定义可以形成正或负电压的4-象限双极模块。由模块22串构成的辅助转换器20的使用准许出现到相位元件12的直流侧的直流电压的改变，以追踪复杂波形。由于它允许基本的和谐波电压都构成在相位元件12的直流侧16上并且送到基于单相的相位元件12的交流侧18，它因此提供了一种有源滤波能力。由模块22串构成的辅助转换器20的使用还准许万一发生本地以及远程故障的情况时，通过简单地使用较少的单元以构成出现到相位元件12的直流侧16的输出波形，来快速减少相位元件12的交流侧18上的电压。辅助转换器20还包括形式为电容28的能量源，以给辅助转换器20加偏压。在其他的实施例中，电容观可以被燃料电池或者电池替代。为了使图3和图4中所示的任何一个转换器10能处理故障情况，在此情况下需要绝缘栅双极型晶体管在高压下开关，设想每一个转换器10可以包括一个单脉冲 (single-shot)电压控制元件，诸如，例如，传统的氧化锌电压抑制器件，它可以安全地限制施加在每一个半导体开关14上的电压。根据本发明的第三实施例的一个三相多电平电压源转换器30显示在图5中。三相多电平转换器30包括三个串联连接的单相转换器10a、10b、10c，以形成一个用于电力传输的二端直流网络。三相转换器30的每一个单相转换器10a、10b、IOc的结构和功能和图3所示的单相转换器10的结构和功能相同，每一个单相转换器10a、10b、10c的辅助转换器20a、20b、 20c包括半桥的单极模块22。另一个包括串联连接的三个单相转换器10a、10b、10c的三相多电平转换器32显示在图6中。每一个单相转换器10a、10b、10c的结构和功能和图4所示的单相转换器10的结构和功能相同，每一个单相转换器10a、10b、10c的辅助转换器20包括全桥的双极模块22。在图5和6中所示的每一个实施例中，辅助转换器20a、20b、20c独立地操作，彼此分开120电角度。在使用中，图5和6中所示的每一个实施例中的直流输出电压是分开120电角度操作的单独合成的波形的总和。在正常操作下，这些在每一个转换器30、32的输出端累计到六次谐波的纹波电压。如上所述，设想在其他的实施例中可以合成其他的波形，以产生其他的纹波分量或者使得在每一个转换器30、32的输出端的纹波电压的大小最小化。每一个转换器30、32可以被认为产生直流传输方案的一个“极”。双极方案可以通过在此装置的直流侧串联连接两个这样的极来构成。额外的30电角度的相移可以通过变压器的联接引入，变压器的联接或者是将三相星型绕组配置成Δ (这可能在一次侧上可行)，或者引入更复杂的二次的互连星型(或曲折接线(Zigzag)型)。这具有直流输出纹波的大小被减小并变成12次谐波波形的好处。图5和6中显示的转换器30、32的辅助转换器20a、20b、20c的直流电容^aJ6b、 ^c (模块串内的所有电容)传导二次谐波电流分量，而不是图2显示的现有技术布置的多电平转换器所经受的基本电流分量。因此，对于相同的额定电流，控制纹波电压偏移需要的电容量大约是该值的一半。另外，图5和6中显示的转换器30、32的每一个辅助转换器20a、20b、20c中所要求的模块22显著地少于在图2中显示的现有技术布置所需要的。由于显示在图5和6中的转换器30、32，通过控制在交流侧转换器产生的电压的相位角和大小，在所有四个象限中操作，因此它可以被控制用作整流器、逆变器以及吸收或生成无功功率。在另一个实施例中，诸如图7中显示的第五实施例，三个单相转换器10a、10b、IOc 可以并联连接以形成一个三相转换器36。单相转换器10a、10b、IOc可以显示在图3和4中的任一个的形式提供。
为了最小化动态的相互作用，在每一个单相转换器10a、10b、10c和其相邻者之间连接缓冲电抗器38。根据本发明的第六实施例的三相多电平转换器40显示在图8中，包括串联连接的三个相位元件42a、42b、42c。每一个相位元件42a、42b、42c包括四个形式为绝缘栅双极型晶体管的半导体开关44，在每一个交流网络的频率周期，半导体开关被控制接通和断开一次。辅助转换器46被连接到在相位元件之间的每一个中间点连接处，由此导致提供了两个辅助转换器46，相比较在图5、6和7显示的每一个实施例中提供的是三个。每一个辅助转换器46被设计以产生交变电压波形，由显示于图4中的4-象限双极模块22构成。辅助转换器46生成二次谐波正弦曲线波形，此波形改变了施加到每一个相位元件42a、42b、42c的直流侧波形，以致于每一个变成出现在直流侧电容处的恒定电压和由辅助变换器46产生的交变电压(或多个电压)之和。由两个辅助转换器46产生的电压波形被合适地相移，以在所有三个交流侧波形上产生对称的效应。为了使两个辅助转换器46在所有三个交流侧波形上能够具有相同的效应，对于由辅助转换器46生成的可能的波形以及出现在交流侧的波形的谐波成分有一些内在限制。在第七实施例中，图8中显示的转换器40被改变，以包括三个附加的低功率“填入式(fill-in)”辅助转换器48。“填入式”辅助转换器48的提供保证了交流侧的每一相接收到想要的电压波形，由此准许在转换器40的交流侧上产生对称、平衡的三相转换器电压波形。这是通过提供使用“填入式”辅助转换器48的第三可变电压源，来消除图8中显示的布置中内在的限制而实现的，以致于当这与由辅助转换器46生成的每一个直流电容电压及电压(多个电压)相结合时，总的直流侧电压被提高，因此交流侧电压被提高。“填入式”辅助转换器产生更高次的谐波电压波形，诸如4次、6次等，以补充从中间点的辅助变换器46传递来的二次谐波。为了控制与图5到9中的每一个转换器30、32、36、40、42内的交流网络里的大小
和纹波分量有关的直流输出电压，可以改变由辅助转换器产生的偏置的波形，以致于当每一个转换器的总的直流输出电压变成匹配交流网络和直流网络所要求的想要的波形。例如，由至少一个辅助转换器产生的波形的平均以及交变分量可以被改变来影响直流输出电压。以这种方式控制辅助转换器允许辅助转换器用作直流有源滤波器。
权利要求
1.一种用于高压直流电力传输和无功功率补偿的多电平电压源转换器，所述电压源转换器包含至少一个包括多个半导体开关的相位元件，以互连直流电压和交流电压，以及至少一个辅助转换器，用作波形合成器以改变出现到所述相位元件的直流侧的所述直流电压。
2.如权利要求1所述的多电平电压源转换器，其中所述或者每一个相位元件包括四个半导体开关，在正常操作下，所述开关均被控制以最少的次数接通和断开。
3.如权利要求1或2所述的多电平电压源转换器，其中所述开关由串联的绝缘栅双极型晶体管构成。
4.如权利要求1或2所述的多电平电压源转换器，其中所述开关由门极可关断晶闸管或场效应晶体管构成。
5.如前面的权利要求中的任何一个所述的多电平电压源转换器，其中所述或者每一个辅助转换器合成预定的波形，以为了出现到所述或者每一个相位元件的所述直流侧。
6.如权利要求5所述的多电平电压源转换器，其中所述或者每一个辅助转换器合成近似接近于偏置的整流的正弦曲线波形，以为了出现到所述或者每一个相位元件的所述直流侧。
7.如权利要求5或6所述的多电平电压源转换器，其中所述或者每一个辅助转换器包括单相多电平转换器。
8.如权利要求5或6所述的多电平电压源转换器，其中所述单相多电平转换器是链节型转换器。
9.如权利要求7所述的多电平电压源转换器，其中所述单相多电平转换器是二极管箝位式转换器或者飞跨电容型转换器。
10.如权利要求8所述的多电平电压源转换器，其中所述链节型转换器包括串联连接的一连串模块，每一个模块包括以半桥布置的并联的一对半导体开关和一个电容，以定义可以形成零或者正电压的2-象限单极模块。
11.如权利要求8所述的多电平电压源转换器，其中所述链节型转换器包括串联连接的一连串模块，每一个模块包括以全桥布置的并联的两对半导体开关和一个电容，以定义可以形成正或者负电压的4-象限双极模块。
12.如权利要求11所述的多电平电压源转换器，其中所述链节型转换器包括能量源， 以给所述转换器加偏压。
13.如权利要求12所述的多电平电压源转换器，其中所述能量源是电池、燃料电池或者充电的电容。
14.如前面的权利要求中的任何一个所述的多电平电压源转换器，其中辅助转换器与所述或者每一个相位元件并联连接，所述或者每一个相位元件和各自的辅助转换器形成单相转换器臂。
15.如权利要求14所述的多电平电压源转换器，其中三个单相转换器臂被串联连接在所述电路的所述直流侧，以定义用于三相电力传输的二端直流网络。
16.如权利要求14所述的多电平电压源转换器，其中三个单相转换器臂被并联连接在所述电路的所述直流侧，以定义用于三相电力传输的二端直流网络。
17.如权利要求16所述的多电平电压源转换器，还包括互连在每一个臂和所述或者每一个相邻的臂之间的缓冲电抗器。
18.如权利要求1到13中的任何一个所述的多电平电压源转换器，其中三个相位元件串联连接，一个辅助转换器被连接到所述相位元件之间的中间点连接点中的每一个，以将二次谐波正弦曲线波形引入到所述相位元件的所述直流侧。
19.如权利要求18所述的多电平电压源转换器，还包括三个附加的低功率填入式转换器，所述填入式转换器串联连接在所述直流电压和所述辅助转换器之间，每一个所述辅助转换器均被连接到所述填入式转换器之间的中间点连接点，以将更高次谐波电压波形引入到所述相位元件的所述直流侧。
20.如权利要求19所述的多电平电压源转换器，还包括与每一个填入式转换器相关联的能量储存器件。
21.如权利要求20所述的多电平电压源转换器，其中所述能量储存器件包括直流电容、电池或者燃料电池。
22.—种控制电压源转换器的方法，所述转换器具有至少一个包括多个半导体开关的相位元件，以互联直流电压和交流电压，所述方法包括步骤(i)改变出现到所述或者每一个相位元件的所述直流侧的所述直流电压；以及( )控制所述或者每一个相位元件的所述半导体开关依次地接通和断开，以使出现到所述相位元件的所述直流侧的被改变的直流电压变换成交流电压。
23.如权利要求22所述的一种控制电压源转换器的方法，其中所述或者每一个相位元件的所述半导体开关被控制，以在每一个所述交流频率周期接通和断开一次。
24.如权利要求22所述的一种控制电压源转换器的方法，其中所述直流电压被改变， 以使预定的波形出现到所述或者每一个相位元件的所述直流侧。
25.如权利要求22到对中的任何一个所述的一种控制电压源转换器的方法，其中所述直流电压被改变，以使近似接近于偏置的整流的正弦曲线的波形出现到所述或者每一个相位元件的所述直流侧，所述或者每一个相位元件的所述开关被控制，以在零电压下接通和断开。
26.如权利要求22到25中的任何一个所述的一种控制电压源转换器的方法，其中所述转换器是包括多个相位元件的多相转换器，相同的被改变的直流电压出现到每一个所述相位元件的所述直流侧。
27.如权利要求22到25中的任何一个所述的一种控制电压源转换器的方法，其中所述转换器是包括多个相位元件的多相转换器，出现到每一个所述相位元件的所述直流侧的所述直流电压被单独地改变。
28.如权利要求22到27中的任何一个所述的一种控制电压源转换器的方法，还包括向所述直流电压注入三倍次谐波电压以为了出现到所述或者至少一个相位元件的所述直流侧的步骤，以产生直流补偿电压来补偿在所述相位元件的所述交流侧的所述有功功率和 /或无功功率需求的变化。
29.如权利要求观所述的一种控制电压源转换器的方法，其中整流的、零相序三倍次谐波被注入，以产生负的直流补偿电压分量来补偿生成所述相位元件的所述交流侧的无功功率所需的所述直流电压的增加。
30.如权利要求28所述的一种控制电压源转换器的方法，其中整流的、零相序三倍次谐波被注入，以产生正的直流补偿电压分量来补偿吸收所述相位元件的所述交流侧的无功功率所需的所述直流电压的减少。
31.如权利要求22到30中的任何一个所述的一种控制电压源转换器的方法，其中出现到所述或者至少一个相位元件的所述直流侧的所述直流电压被改变，以构成被送到所述相位元件的所述交流侧的基频电压。
32.如权利要求22到30中的任何一个所述的一种控制电压源转换器的方法，其中出现到所述或者至少一个相位元件的所述直流侧的所述直流电压被改变，以构成被送到所述相位元件的所述交流侧的谐波频率电压。
33.如权利要求22到32中的任何一个所述的一种控制电压源转换器的方法，其中出现到所述或者至少一个相位元件的所述直流侧的所述直流电压的平均和交变分量被改变，以影响所述总的直流输出电压，同时保持对出现在所述相位元件的所述交流侧的所述电压的控制。
34.如权利要求22到33中的任何一个所述的一种控制电压源转换器的方法，其中出现到所述或者至少一个相位元件的所述直流侧的所述直流电压被暂时改变，以在开关的瞬间最小化所述相位元件的所述电压。
全文摘要
一种用于高压直流电力传输和无功功率补偿的多电平电压源转换器(10)。电压源转换器(10)包含至少一个包括多个半导体开关(14)的相位元件(12)，以互连直流电压和交流电压。电压源转换器(10)还包括至少一个辅助转换器(14)，用作波形合成器以改变出现到相位元件(12)的直流侧(16)的直流电压。
文档编号H02M7/797GK102334274SQ200980157689
公开日2012年1月25日 申请日期2009年2月9日 优先权日2009年2月9日
发明者卢奇拉·维斯纳吉, 安德鲁·克罗斯, 戴维·崔纳, 罗伯特·怀特豪斯 申请人:阿海珐输配电英国有限公司