专利名称：用于直流至直流变换的方法和装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种用于直流至直流(DC-DC)变换的方法和装置。
背景技术：
直流至直流变换器是一种电子电路，其将来自电源的直流电从一个电压电平变换为另一个电压电平(或从一个电流等级变换为另一电流等级)。例如，升压(boost)变换器提供比来自电源的输入电压大的输出电压，而降压(buck)变换器提供比输入电压小的输出电压。在电压调节器的特殊情况下，DC至DC变换器的额定输出电压可以与电源相同。 DC-DC变换器可以被用在例如便携式电子装置或其他的移动式电子装置中，这些装置由来自电池的功率供电，其输出电压随着电池放电而缓慢变化。它们也可以被用在复杂的集成电路(例如，“芯片上系统”)中，其中共用的电源为不同的电路元件提供不同的电源电压， 在这种情况下，电路元件的独立操作可能引起各个电源电压中的瞬变和其他快速变化。电子开关模式的DC-DC变换器通过暂时存储输入能量并随后以不同电压将该能量释放至输出，从而将一个DC电压电平变换为另一电压电平。该存储可以是在磁场存储部件中，例如电感或变压器和/或在电场存储部件中，例如电容器。在连续电流模式中，电流和因此的感应能量存储中的磁场不会达到零。大部分DC-DC变换器被设计为仅在一个方向上传递功率，即从输入至输出。然而，双向DC-DC变换器可以被用来在任一方向上传递功率，例如，在需要再生制动的车辆驱动应用中。DC-DC开关模式变换器被设计为将输出电压维持为具有良好调节的恒定和预定的电平，即使在承受输入电压或输入电流的快速变化时也是如此。一种类型的DC-DC开关模式变换器是脉宽调制(PWM)DC-DC功率变换器，其中产生一系列控制脉冲，以及在其宽度可控的每个控制脉冲周期的“占空比”部分期间交替存储输入能量，并且在控制脉冲周期的剩余部分被释放到输出。负反馈控制电路可以被用来通过检测输出电压并根据所检测到的输出电压来控制占空比，从而相对于负载和输入电压变化来调节输出电压。负反馈控制电路需要检测输出电压的改变以及随后尝试通过反馈通道来减少这种改变，从而使得负反馈仅在输入电压的瞬态干扰的影响已经至少部分地在输出侧显现之后才对该输入电压的瞬态干扰做出响应。前向控制电路可以被用于相对于干扰和输入电压的变化而调节输出电压，尤其是在某些输入电压快速变化或在宽范围中变化的应用中。前向控制PWM DC-DC功率变换器监视输入电压的干扰或变化，并且调节控制脉冲的占空比，从而控制输入干扰对输出电压的影响。理想的无损前向控制电路能够维持恒定的输出电压，而与输出负载变化无关，但是在实际中，损耗使得输出电压受负载变化影响。负反馈和前馈技术的组合能够实现更好的性能。前向控制提供电压调节的主要部分，而负反馈被用于补偿前向控制的其他缺陷，例如对输出负载变化敏感。期望在使用前向控制的DC-DC变换器中获得改进的效率。
发明内容
本发明涉及一种直流至直流DC-DC变换器，包括控制信号发生器，用于产生脉宽调制PWM控制信号；以及输出电压发生器，用于根据所述PWM控制信号的占空比从输入电压产生输出电压，其中，所述控制信号发生器包括前馈模块，用于控制作为所述输入电压的递减函数的所述PWM控制信号的所述占空比和重复速率，以补偿所述输入电压的变化。
本发明以示例的方式被示出，并且不受附图中示出的实施例限制，附图中相同的参考标号表示类似的元件。为了简洁和清楚，示出了图中的元件，并且图中的元件不一定按比例示出。图1是能够应用本发明的升压变换器的基本结构的示意框图；图2是示出了能够应用本发明的降压变换器的基本结构的示意框图；图3是以示例方式给出的根据本发明的一个实施例的升压变换器的更具体的示意框图；图4是示出了在具有前向控制的传统PWM DC-DC功率变换器的操作中出现的信号随时间变化的曲线；图5是示出了在图3的升压变换器的操作中出现的信号随时间变化的曲线；图6是示出了对于两个不同的输入电压的图5的信号随时间变化的曲线；图7是图3的升压变换器中的锯齿发生器的示例的示意图；以及图8是图3的升压变换器中的振荡器的示例的示意图。
具体实施例方式图1示出了能够应用本发明的升压变换器100的基本结构。升压变换器以正极输入端104和地之间的电压Vin连接到DC功率源102，以及以大于Vin的电压V。提供DC功率至连接在正极输出端108和地之间的负载106。升压变换器100的基本结构包括串联连接在输入端104和节点112之间的电感110 ；正极连接到节点112且负极连接到输出端108的二极管114 ；连接在节点112和地之间的开关116 ；控制模块118，用于控制开关116的导通 /断开状态，从而控制变换器的占空比；以及电容器120，用于平滑输出电压。应该理解，对于示出的基本结构的许多变化是可行的，例如，在同步变换器中，二极管114可以被受控开关元件代替。在升压变换器100连续导电模式下的操作中，在开关116在脉冲周期的“占空比” 部分期间被闭合时，输入能量被交替地存储在电感110中，以及在开关116在脉冲周期的剩余部分期间被打开时通过正向偏置二极管114释放至输出端108。当开关116被闭合时，二极管114被反向偏置并且防止电流从负载106和电容器120流回至地。对于第一近似，在理想的升压变换器中，输出电压V。通过如下公式与输入电压Vin相关V0 = Vin/(1-d)其中d是占空比，从而使得输出电压V。是d的递增函数，也就是说，V。在d增加时增加。
图2示出了能够应用本发明的降压变换器200的基本结构，用于图2中的原件的类似标号基本上类似于升压变换器100的那些原件。降压变换器以在输入端104和地之间的电压Vin连接到DC功率源102，以及以小于Vin的电压V。提供DC功率至连接在输出端108 和地之间的负载106。降压变换器200的基本结构包括开关202，所述开关串联连接在输入端104和节点204 ；串联连接在节点204和输出端108之间的电感206，二极管208，其负极连接到节点204且正极连接到地；控制模块210，用于控制开关202的导通/断开状态，从而控制变换器的占空比；以及电容器120，用于平滑输出电压。再一次，应该理解，对于示出的基本结构的许多变化是可行的，例如，在同步变换器中，二极管208可以被受控开关元件代替。在降压变换器200连续导电模式下的操作中，在开关202在脉冲周期的“占空比” 部分期间被闭合时，输入能量被交替地存储在电感206中，以及在开关202在脉冲周期的剩余部分期间被打开时通过电感206释放至输出端108。当开关202被闭合时，电感两端的电压是\ = Vin-Vq,通过电感的电流线性上升，以及二极管208被电压源102反向偏置，从而没有电流流过二极管。当开关202被打开时，二极管208被正向偏置，电感两端的电压是\ =-V。(忽略二极管电压降)，以及电感电流IL降低。对于第一近似，在理想的降压变换器中，输出电压V。通过如下公式与输入电压Vin相关V0 = d * Vin其中d是占空比，从而输出电压V。再次是d的递增函数，也就是说，V。在d增加时增加。图3示出了根据本发明的一个实施例的升压变换器300的示例。应该理解，使用易见的适当修改，本发明的该实施例的示例也可适于降压变换器或其他DC-DC变换器的结构。直流至直流(DC-DC)变换器300包括控制信号发生器118，用于产生脉宽调制 (PWM)控制信号，以及输出电压发生器，用于基于PWM控制信号的占空比d从输入电压Vin产生输出电压\。控制信号发生器118包括前馈模块，用于控制作为输入电压Vin的递减函数的PWM控制信号的重复速率和占空比d，以补偿输入电压的变化。利用“递减函数”，意味着在输入电压增加时，占空比和重复速率减小。在DC-DC变换器300中，前馈模块包括周期信号发生器，用于产生其幅度是输入电压Vin的递增函数以及其重复速率是输入电压Vin的递减函数的周期信号；以及比较器，用于将周期信号与参考信号进行比较，以及产生用于控制占空比的比较器输出以补偿输入电压中的变化。在DC-DC变换器300中，周期信号发生器包括锯齿信号发生器，用于产生作为锯齿信号的周期信号，所述锯齿信号的峰值是输入电压的递增函数。该锯齿信号发生器包括电容器；电流源，其是输入电压的递增函数，用于对电容器充电；以及通道，用于周期性地使电容器放电。周期信号发生器包括振荡器，其重复速率是输入电压的递减函数，用于控制周期信号的重复速率。控制信号发生器包括反馈模块，用于根据输出电压产生参考信号，以补偿输出电压的变化。占空比和输入电压之间的关系具有以下的形式
以及Q = -α Verr P = α VerrK+VerrM其中d是占空比，Vin是输入电压，Verr是参考信号，以及α、K和M与输入电压、占空比和输出电压无关。更具体地，类似于DC-DC变换器100，DC-DC变换器300以正极输入端104和地之间的电压Vin连接到DC功率源102，包括DC分量V1和AC分量\。DC-DC变换器300以大于Vin的电压V。提供DC功率至连接在负极输出端108和地之间的负载106。电感110串联连接在输入端104和节点112之间。节点114具有连接到节点112的正电极和连接到输出端108的负电极。开关由η-型金属氧化物场效应晶体管(MOSFET) 302或其他适当的半导体器件提供，其具有连接到节点112的漏极，连接到地的源极和连接到控制信号发生器118 的栅极，以及所述栅极被提供有PWM控制信号以导通和断开MOSFET 302。控制信号发生器118包括前馈模块，接收由连接在输入端104和地之间的分压器 304提供的电压。分压器304包括电阻R1和&，以及分压器的分接头提供电压至锯齿信号发生器306，从而使得锯齿信号的幅值是输入电压Vin的递增函数。前馈模块还包括振荡器308，用于产生一系列(系列)矩形时钟脉冲，其重复速率f是输入电压Vin的递减函数 f (Vin)。该系列的时钟脉冲被施加至置位-复位触发器310的置位输入S，该系列的时钟脉冲还控制作为输入电压Vin的递减函数的锯齿信号的重复速率。来自发生器306的锯齿信号被施加至电压比较器312的正输入，其输出被施加至触发器310的复位输入R。参考电压Vm被施加至电压比较器312的负输入。触发器310 的Q输出是作为栅极电压施加至MOSFET 302的PWM控制信号。控制信号发生器118包括反馈模块，用于根据输出电压V。产生参考信号Vm，以补偿例如由于负载变化而导致的输出电压变化。反馈模块包括连接在输出端108和地之间的分压器314。分压器314包括电阻R3和R4以及分压器的分接头连接到放大器316的负输入。放大器316的正输入连接到参考电压源318。放大器316的输出通过包括电容器的反馈通道320和包括串联连接的电容器和电阻的并联反馈通道322连接到其负输入。施加至比较器312的负输入的放大器316的输出Vot是与实际输出电压Vtj和额定输出电压之间的差相对应的反馈信号，所述额定输出电压是由源318的参考电压以及电阻R3和R4的比来定义的。图 4 示出了在 2000 年 5 月 IEEE Trans. Circuits Syst.，I，vol. 47，pp740_746 中，Μ· K. Kazimierczuk 以及 A. J. Edstrom 的论文“Open-Loop Peak Voltage Feed-forward Control of PWM BuckConverter”中所述类型的DC-DC变换器的操作中产生的信号。来自 DC电源的输入电压Vin被示出为随时间线性变化，用于示出锯齿电压Vt和输入电压之间的关系。锯齿电压Vt的重复速率和周期T是恒定的，以及通过相对于参考电压Vref调制锯齿电压的峰值Vtm来获得对占空比d的控制。图5示出了在图3的DC-DC变换器的操作中产生的信号。再一次，来自DC电源的输入电压Vin被示出为随时间线性变化，用于示出锯齿电压Vt和输入电压之间的关系。来自锯齿发生器306的锯齿电压的峰值Vtm相对于参考电压Vot被调制作为输入电压Vin的递增函数。此外，锯齿电压的周期T被调制作为输入电压Vin的递增函数。锯齿信号以及PWM 控制信号Ves的重复速率和占空比d是输入电压Vin的递减函数，从而趋向于补偿所述输入电压的变化。图5中示出的PWM控制信号Ves是触发器310的Q输出并被施加至MOSFET 302的栅极。当PWM控制信号Ves变为有效时，电压Ves变为正，以使MOSFET 302导通。当来自振荡器308的时钟脉冲的上升沿置位触发器310以及来自锯齿发生器306的锯齿电压Vt同时被设置为零时，PWM控制信号Ves变为有效。当锯齿电压Vt达到并超过来自放大器316的参考电压Vm时，比较器312的输出变为正。触发器310被复位，以及PWM控制信号Ves变为无效，电压Ves变为零以使MOSFET 302关断。在MOSFET 302导通的时间dT期间，对应于占空比d，来自电源102的电流流过电感110和MOSFET 302以在电感110中存储能量，以及电流从电容器120提供给负载106。在锯齿电压的周期T的剩余时间(l-d)T期间，当MOSFET 302关断时，来自电感110的能量被释放至负载106和电容器120。锯齿电压的峰值Vtm是输入电压Vin的递增函数，从而尽管锯齿电压的周期T也是输入电压Vin的递增函数，但是锯齿电压的变化率VTM/T是输入电压Vin的递增函数，并且随着输入电压Vin的增加而增加。这在图6中示出，其示出了分别对应于输入电压Vin的较小值和较大值的周期T的两个值L1和L2，其中L2 = k+m。因为锯齿电压的变化率VTM/T是输入电压Vin的递增函数，因此，在较长周期L2的占空比d2期间MOSFET 302导通的时间d2L2 比在较短周期L1的占空比Cl1期间MOSFET 302导通的时间(I1L1短。图7中示出了锯齿发生器306的示例的示意电路图。锯齿发生器306包括连接到分压器304的电阻R1和&之间的分接头的正轨702。电阻&本身是具有连接到放大器 706的正输入的中间分接头704的分压器。放大器706具有连接到NMOS晶体管708的栅极的输出。NMOS晶体管708的源极通过电阻710连接到地以及连接到放大器706的负输入。 NMOS晶体管708的漏极连接到以电流镜结构连接的一对PMOS晶体管(MOSFET) 712和714 的公共栅极。MOSFET 712和714的源极连接到正轨702。MOSFET 712的漏极连接到MOSFET 708的漏极和MOSFET 712和714的公共栅极。限定参考电流I,ef的恒流源716连接在正轨 702和节点718之间，节点718连接到MOSFET 714的漏极。节点718连接到以电流镜结构连接的一对η型MOSFET 720和722的公共栅极。 MOSFET 720和722的源极连接到地。M0SFET720的漏极连接到节点718和MOSFET 720和 722的公共栅极。MOSFET 722的漏极连接到以电流镜结构连接的一对ρ型M0SFET7M和 726的公共栅极。MOSFET 7Μ和726的源极连接到正轨702。MOSFET 7Μ的漏极连接到 MOSFET 722的漏极和M0SFET7M和726的公共栅极。MOSFET 726的漏极连接到锯齿发生器输出端728。电容器730连接在输出端7 和地之间。η型MOSFET 732具有连接到地的源极、连接到输出端728的漏极以及被连接以接收来自振荡器308的瞬时时钟脉冲的栅极。在运行中，放大器706正向偏置MOSFET 708，从而使得电阻710两端的电压提高到分压器R2的分接头的电压，该电压限定了 MOSFET 708中的电流Im。电流Im在MOSFET 712 和714对中被镜像，并在被MOSFET 720和722对以及MOSFET 724和7 对镜像之前加到参考电流I,ef。当MOSFET 732关断时，来自M0SFET7^的漏极的电流(Im+I,ef)基本上线性地为电容器730充电。当MOSFET 732导通时，在每个锯齿周期开始时的瞬时时钟脉冲期间，电容器730通过MOSFET 732的漏-源通道快速放电。图8中示出了根据本发明的该实施例的振荡器308的示意电路图。振荡器308被提供有与来自正轨702的输入电压Vin成比例的电压。ρ型MOSFET 800以电流镜结构与锯齿发生器306的M0SFET712连接。MOSFET 800的栅极连接到MOSFET 712的栅极，以及 MOSFET 800的源极连接到正轨702。MOSFET 800的漏极连接到MOSFET 802的漏极，MOSFET 802的源极连接到地。限定参考电流Iref (通常与恒流源716中的参考电流相同)的恒流源804连接在正轨702和节点806之间，节点806连接到η型MOSFET 808的漏极，该η型 MOSFET 808以电流镜结构与MOSFET 802连接。MOSFET 808的源极连接到地，以及MOSFET 808的栅极连接到MOSFET 802的栅极和漏极，从而MOSFET 808汲取与输入电压Vin成比例的电流In。节点806连接到以电流镜结构连接的一对η型MOSFET 810和812的公共栅极。 MOSFET 810和812的源极连接到地。M0SFET810的漏极连接到节点806和MOSFET 810和 812的公共栅极。MOSFET 812的漏极连接到以电流镜结构连接的三个ρ型M0SFET814、816 和818的公共栅极。MOSFET 814、816和818的源极连接到正轨702。MOSFET 814的漏极连接到MOSFET 812的漏极和MOSFET 814,816和818的公共栅极。MOSFET 816的漏极连接到节点820。电容器822连接在节点820和地之间。η型 MOSFET拟4具有连接到地的源极、连接到节点820的漏极以及被连接以接收来自双稳电路 826的脉冲diSl的栅极。节点820连接到比较器828的正输入。比较器828的负输入连接到参考电压的源830的正端子，其负极端子连接到地以及比较器拟8的输出产生信号oil、。MOSFET 818的漏极连接到节点832。电容器834连接在节点832和地之间。η型 MOSFET 836具有连接到地的源极，连接到节点832的漏极，以及被连接以接收来自双稳电路826的脉冲(1化2的栅极。节点832连接到比较器838的正输入。比较器838的负输入连接到参考电压的源830的正端子，以及比较器838的输出产生信号out2。双稳电路拟6包括一对交叉耦合的NOR门电路840和842。NOR门840的输入接收来自比较器828的输出的信号OUt1。NOR门842的输入接收来自比较器838的输出的信号out2。NOR门840的输出连接到NOR门842的输入，以及NOR门842的输出连接到NOR门 840的输入。NOR门842的输出连接到反相器844，其输出产生脉冲di&。反相器844的输出连接到反相器846，其输出产生脉冲diSl。反相器844的输出还连接到反相器848，其输出产生瞬时时钟脉冲，以及其用作被锯齿发生器306使用的时钟信号的缓冲器。在运行中，来自节点806的差电流(Iref-In)在MOSFET 816和818中被镜像。当信号diSl变为无效时，MOSFET 8M被关断，电容器822使用电流Ia = (Iref-In)充电。直到电容器822两端的电压达到源830的参考电压，来自比较器828的信号Out1变为无效。由于信号diSl是信号的反相信号，所以信号变为有效，MOSFET 836导通，电容器834 被维持为放电，以及来自比较器838的信号OUt2变为无效。因为信号是NOR门842的输出的反相信号，所以NOR门842的输出变为无效。因为NOR门840的两个输入(信号Out1 和NOR门842的输出)都变为无效，所以NOR门840的输出变为有效。当电容器822两端的电压达到源830的参考电压时，来自比较器828的信号OUt1 变为有效。NOR门840的输出变为无效，NOR门842因为其输入现在变为无效而导致其输出变为有效。信号(1化2变为无效，从而MOSFET 836关断，电容器834使用电流Ic2= (Iref-In)充电。该周期双稳地切换，在信号的下降沿上产生瞬时时钟脉冲。在锯齿发生器306中，输入电压Vin通过电阻分压器304和跟踪放大器706、708、 710转换为电流Im。电流Im和参考电流Iref的和是用于为电容器730充电的全部电流。来自振荡器308的瞬时时钟周期性地使电容器730放电，以及利用作为输入电压Vin的递减函数的频率f产生锯齿信号VT。此外，幅值Vtm和斜坡坡度VTM/T都由变换器的输入电压Vin调制。电流In^PIn被设置为类似并且也与输入电压Vin成比例。振荡器的每个双稳阶段的持续时间取决于镜像电流Ia和Ic2以及电容器822和834的电容C1和C2。当输入电压Vin增加时，In同时增加。结果，充电电流Ia和Ie2都减小并使时钟频率降低。锯齿信号的幅值Vtm可以被写成
权利要求
1.一种直流至直流DC-DC变换器，包括控制信号发生器，用于产生脉宽调制PWM控制信号；以及输出电压发生器，用于根据所述PWM控制信号的占空比从输入电压产生输出电压，其中，所述控制信号发生器包括前馈模块，用于控制作为所述输入电压的递减函数的所述PWM控制信号的所述占空比和重复速率，以补偿所述输入电压的变化。
2.根据权利要求1所述的DC-DC变换器，其中所述前馈模块包括周期信号发生器，用于产生周期信号，所述周期信号的幅值是所述输入电压的递增函数，以及所述周期信号的重复速率是所述输入电压的递减函数；以及比较器，用于将所述周期信号与参考信号进行比较，并产生用于控制所述占空比的比较器输出，以补偿所述输入电压的变化。
3.根据权利要求2所述的DC-DC变换器，其中所述周期信号发生器包括锯齿信号发生器，用于产生作为锯齿信号的所述周期信号，所述锯齿信号的峰值是所述输入电压的递增函数；以及振荡器，其重复速率是所述输入电压的递减函数，用于控制所述周期信号的所述重复速率。
4.根据权利要求3所述的DC-DC变换器，其中所述锯齿信号发生器包括电容器；电流源，其是所述输入电压的递增函数，用于为所述电容器充电；以及通道，用于周期性地使所述电容器放电。
5.根据权利要求1所述的DC-DC变换器，其中所述控制信号发生器包括反馈模块，用于产生所述参考信号，以及其中所述占空比和所述输入电压之间的关系具有如下的形式以及Q = -a Verr P = α VerrK+VerrM其中d是所述占空比，Vin是所述输入电压，Vm是所述参考信号，以及α、K和M与所述输入电压、所述占空比和所述输出电压都无关。
全文摘要
本发明涉及用于直流至直流变换的方法和装置。直流至直流(DC-DC)变换器产生脉宽调制(PWM)控制信号，以及由来自作为PWM控制信号的占空比的函数的输入电压产生输出电压。前馈模块控制作为输入电压的递减函数的PWM控制信号的占空比和重复速率，从而趋向补偿输入电压中的变化。
文档编号H02M3/156GK102299626SQ20101021328
公开日2011年12月28日 申请日期2010年6月24日 优先权日2010年6月24日
发明者王猛, 蒋松 申请人:飞思卡尔半导体公司