专利名称：功率因数改善电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及改善将交流输入转换为直流时的功率因数的功率因数改善电路。
背景技术：
以往，为了防止将交流电源的交流电压转换为直流电压时的功率因数降低，使用 升压型的功率因数改善电路。在专利文献1中记载了如下的电源装置将桥型全波整流电 路的反馈电流流过的一侧的2个整流元件分别置换为高速开关元件，通过适当控制高速开 关元件来改善功率因数，并且，能够实现部件数量的削减以及转换效率、可靠性的提高。该电源装置构筑为，根据正弦波交流的线输入电压的上波侧部和下波侧部来控制 各开关元件，由此，使输入电流的波形与输入电压的波形为相似形且为同相的波形，能够改 善功率因数。并且，不需要桥型全波整流电路，因此，具有消除了由于整流二极管的顺向电 压下降而引起的损失，能够改善效率的优点。图9是示出现有的临界工作模式的桥型功率因数改善电路的结构的电路图。如 图9所示，该功率因数改善电路由电抗器L1、L2 ；开关元件Q1、Q2 ；二极管Dl D4 ；电容器 Cl C3 ；电阻Rl R7 ；半波整流电路1、2 ；以及控制电路3构成。开关元件Ql、Q2在比交流电源(ACinput)的频率高的频率下，对经由电抗器Li、 L2的主绕组Lla、L2a供给的电压进行开关，进行升压并输出。控制电路3对开关元件Ql、Q2的开关进行控制，以使流到电抗器Li、L2的主绕组 Lla、L2a的电流与交流电源的交流输入电压波形成比例，由此能够改善功率因数。并且，在 通过在电抗器Li、L2的辅助绕组Lib、L2b产生的回扫电压检测到流到电抗器Li、L2的主 绕组Lla、L2a的电流减小为零的情况下，控制电路3对开关元件Ql、Q2进行接通控制。具体而言，如图9所示，控制电路3由比较器4、单触发电路5、误差放大器6、乘法 器7、比较器8、RS触发器9、驱动器10构成，根据输入到Z⑶端子、CS端子、FB端子和MULT 端子的诸多信号，生成用于对开关元件Ql、Q2进行接通/断开控制的信号，从OUT端子输 出ο伴随开关元件Ql、Q2的接通而蓄积在电抗器Li、L2中的能量，伴随开关元件Ql、 Q2的断开而经由二极管Dl、D2蓄积在电容器C2中。电容器C2的两端电压即输出电压由 电阻R3、R4分压而输入到FB端子。误差放大器6对从检测输出电压的FB端子输入的电压 和规定的基准电压Vthl进行比较，将基于其误差的电压输出到乘法器7。乘法器7对从检测交流输入电压的MULT端子输入的电压和误差放大器6的输出 电压进行相乘，将基于该相乘的电压输出到比较器8。另外，输入到MULT端子的电压是通过 电阻R5和R6对如下的脉动电压进行分压后的电压利用二极管D3、D4对经由电抗器Li、 L2的主绕组Lla、L2a供给的电压进行整流后的脉动电压。另一方面，半波整流电路2根据流到开关元件Q1、Q2的电流，对在电阻R1、R2产生 的电压进行半波整流，经由CS端子输出到比较器8。比较器8对乘法器7的输出电压和半波整流电路2的输出电压进行比较，在电阻
3R1、R2产生的电压高于乘法器7的输出电压的情况下，对RS触发器9的复位端子R产生输
出ο半波整流电路1根据流到电抗器Li、L2的主绕组Lla、L2a的电流，对在辅助绕组 Lib、L2b产生的回扫电压进行半波整流，经由电阻R7和Z⑶端子输出到比较器4。半波整 流电路1可以说是如下的电路去除在辅助绕组Lib、L2b中分别出现的极性相互不同的波 形的负侧，因此，结果与交流电源的频率同步地仅选择正侧的波形。比较器4对从检测流到电抗器L1、L2的主绕组Lla、L2a的电流的Z⑶端子输入的 电压和基准电压Vth2进行比较，将其比较结果输出到单触发电路5。在被输入从低电平上升到高电平的信号的情况下，单触发电路5将低电平的信号 输出到RS触发器9的设置端子S。另一方面，在被输入从高电平下降到低电平的信号的情 况下，单触发电路5将一定时间宽度的脉冲信号输出到RS触发器9的设置端子S。RS触发器9根据输入到复位端子R或设置端子S的电压，针对输出端子Q进行设 置动作或复位动作。驱动器10例如由使用了晶体管的开关电路构成，根据RS触发器9的 输出端子Q的电压，对开关元件Ql、Q2进行接通/断开驱动。控制电路3具有上述结构，由此实现临界工作模式，检测到在电抗器L1、L2的辅助 绕组Lib、L2b产生的回扫电压为零，接通开关元件Ql、Q2。由此，在将蓄积在电抗器Ll、L2 中的能量放出到零附近的时点，蓄积反转，针对电抗器Li、L2维持高利用率，并且，交流输 入电流波形成为追随交流输入电压波形的正弦波电流波形，能够改善功率因数。专利文献1日本特开平7-115774号公报这里，在交流电源的交流输入电压为100V等这样低的电压的情况下，通过电抗器 L1、L2、以及开关元件Q1、Q2的寄生电容或在漏极-源极之间附加的谐振电容器(未图示)， 进行部分谐振动作，能够得到高效率。但是，自由振动的振幅由电抗器Li、L2的电感值、谐振电容器的电容或开关元件 Q1、Q2的寄生电容来决定，因此，在交流输入电压为200V等这样高的电压的情况下，有时基 于自由振动的开关元件的电压没有下降到零，不进行伪谐振动作，成为硬开关。图10是示出现有的功率因数改善电路的各部的工作的波形图。如图10所示，在 开关元件的电压没有下降到零而接通开关元件Ql、Q2时，由于谐振电容器(或寄生电容) 的接通时的短路电流，开关损失增大，产生难以得到高效率的问题。进而，在临界工作模式 下工作的功率因数改善电路在交流输入电压高的情况下或轻负载时，开关频率上升，因此， 每单位时间的开关损失进一步增大。
发明内容
本发明的课题在于，解决上述现有技术的问题点，提供与负载的轻重和交流输入 电压的高低无关地得到高效率的功率因数改善电路。为了解决上述课题，本发明的功率因数改善电路的特征在于，该功率因数改善电 路具有电抗器，其蓄积交流输入的电能，并且放出所蓄积的电能；混合桥型开关部，其由2 个二极管和2个开关元件构成，对所述电抗器的电能的蓄积和放出进行切换；控制部，其根 据流到所述电抗器的电流来进行所述2个开关元件的接通控制，并且，根据流到所述2个开 关元件的电流来进行所述2个开关元件的断开控制；以及工作模式切换部，其根据所述交流输入的电压来对不连续工作模式和临界工作模式进行切换。根据本发明，能够提供与负载的轻重和交流输入电压的高低无关地得到高效率的 功率因数改善电路。
图1是示出本发明的实施例1的方式的功率因数改善电路的结构的电路图。图2是示出本发明的实施例1的方式的功率因数改善电路的工作的各部的波形 图。图3是示出本发明的实施例1的方式的功率因数改善电路中的临界工作模式和不 连续工作模式之间的工作模式切换的波形图。图4是示出本发明的实施例1的方式的功率因数改善电路中的工作模式切换的波 形图的放大图。图5是示出本发明的实施例1的方式的功率因数改善电路的其他结构例的电路 图。图6是示出本发明的实施例1的方式的功率因数改善电路的其他结构例的电路 图。图7是示出本发明的实施例2的方式的功率因数改善电路的结构的电路图。图8是示出本发明的实施例2的方式的功率因数改善电路的工作的各部的波形 图。图9是示出现有的临界工作模式的桥型功率因数改善电路的结构的电路图。图10是示出现有的功率因数改善电路的工作的各部的波形图。标号说明1、2 半波整流电路；3 控制电路；4 比较器；5 单触发电路；6 误差放大器；7 乘法器；8 比较器；9 :RS触发器；10 驱动器；11 工作模式切换部；12 比较器；L1、L2、L3、 L4 电抗器；Q1、Q2、Q10、Q11 开关元件；D1、D2、D3、D4、D10、D11、D20、D21 二极管；C1、C2、 C3、C4、C10 电容器；R1、R2、R3、R4、R5、R6、R7、R10、R11、R12、R13 电阻。
具体实施例方式下面，根据附图详细说明本发明的功率因数改善电路的实施方式。实施例1下面，参照
本发明的实施例。首先，说明本实施方式的结构。图1是示出 本发明的实施例1的功率因数改善电路的结构的电路图。如图1所示，该功率因数改善电 路由电抗器L1、L2 ；开关元件Q1、Q2 ；二极管Dl D4 ；电容器Cl C3 ；电阻Rl R7 ；半波 整流电路1、2 ；控制电路3 ；以及工作模式切换部11构成。因此，与在图9中说明的现有的 功率因数改善电路的不同之处在于，新设有工作模式切换部11。另外，在图1中，与图9中 的结构要素相同或均等的部分标以与所述相同的标号，并省略重复的说明。电抗器L1、L2蓄积交流输入(交流电源)的电能，并且，从电抗器L1、L2的主绕组 Lla, L2a放出所蓄积的电能作为输出电流。并且，电抗器Li、L2的辅助绕组Lib、L2b与图 9所示的现有的功率因数改善电路相同，一端接地，并且另一端与半波整流电路1连接。
由二极管Dl、D2和开关元件Ql、Q2构成的混合桥对应于本发明的混合桥型开关 部，对电抗器Li、L2的电能的蓄积和放出进行切换。开关元件Ql、Q2在比交流电源(ACinput)的频率高的频率下，对经由电抗器Li、 L2的主绕组Lla、L2a供给的电压进行开关，进行升压并输出。在本实施例中，开关元件Q1、 Q2 由 FET(Field Effect Transistor)构成，但是不限于此。并且，电阻R1、R2相对于开关元件Q1、Q2分别串联连接，将流到开关元件Q1、Q2的 电流转换为电压，经由半波整流电路2和CS端子输出到控制电路3内的比较器8。控制电路3对应于本发明的控制部，根据流到电抗器Li、L2的主绕组Lla、L2a的 电流来进行2个开关元件Q1、Q2的接通控制，并且，根据流到2个开关元件Q1、Q2的电流来 进行2个开关元件Q1、Q2的断开控制。控制电路3的具体结构与在图9中说明的现有的功 率因数改善电路相同，因此省略重复的说明。工作模式切换部11对应于本发明的工作模式切换部，根据交流输入的电压(交流 输入电压)来切换不连续工作模式和临界工作模式。具体而言，工作模式切换部11由二极管D10、D11 ；电阻RlO R13 ；开关元件Q10、 Qll ；电容器ClO ；以及电源Vcc构成。另外，电源Vcc和电阻Rll也可置换为恒流电源。工作模式切换部11在交流输入的电压为规定值以上的情况下，强制调节控制电 路3的接通控制定时，使2个开关元件Ql、Q2的断开期间固定，由此，使功率因数改善电路 在不连续工作模式下工作。进而，工作模式切换部11在交流输入的电压小于规定值的情况下，解除针对控制 电路3的接通控制定时的强制调节，使2个开关元件Ql、Q2的断开期间可变，由此，使功率 因数改善电路在临界工作模式下工作。这里，由电容器ClO和电阻R12构成的时间常数电路使控制电路3的接通控制定 时延迟规定时间。该时间常数电路的详细动作在后面叙述。并且，开关元件QlO对应于本发明的充放电部，在2个开关元件Q1、Q2的接通期间 使电容器ClO放电，并且，在2个开关元件Q1、Q2的断开期间使电容器ClO充电。在本实施 例中，开关元件QlO是NPN型的双极晶体管，控制电路3的OUT端子经由电阻RlO与基极连 接，因此，与开关元件Ql、Q2的接通/断开动作同步地进行接通/断开控制。并且，由电阻R13和开关元件Qll构成的串联电路对应于本发明的工作模式切换 判断部，与电阻R12并联连接。在本实施例中，开关元件Qll是PNP型的双极晶体管，MULT 端子与基极连接，因此，构成为在交流输入的电压小于规定值的情况下接通。工作模式切换判断部在交流输入的电压为规定值以上的情况下，开关元件Qll断 开，经由二极管D11，向控制电路3的检测流到电抗器L1、L2的主绕组Lla、L2a的电流的端 子(ZCD端子)输出在电阻R12产生的电压，由此，强制调节控制电路3的接通控制定时，使 2个开关元件Q1、Q2的断开期间固定，使功率因数改善电路在不连续工作模式下工作。并且，工作模式切换判断部在交流输入的电压小于规定值的情况下，开关元件Qll 接通，阻止对控制电路3 (Z⑶端子)输出在电阻R12产生的电压，由此，使2个开关元件Ql、 Q2的断开期间可变，使功率因数改善电路在临界工作模式下工作。接着，说明如上所述构成的本实施方式的作用。在本实施例的功率因数改善电路 中，除了工作模式切换部11以外的结构中的动作与现有的功率因数改善电路相同，以交流输入的电流(交流输入电流)成为追随交流输入电压波形的正弦波电流波形的方式进行动 作，改善了功率因数。图9所示的现有的功率因数改善电路在临界工作模式下工作，但是，本实施例的 功率因数改善电路具有工作模式切换部11，由此，在交流输入的电压高的情况下，在不连续 工作模式下进行工作。说明该情况下的工作。图2是示出本实施例的功率因数改善电路的不连续工作模式下的工作的各部的 波形图。另外，图2所示的波形图是交流输入的L相电压为正的期间。并且，在图2中，设L 相电压高到功率因数改善电路的工作为不连续工作模式的工作的程度。这里，交流输入的 L相电压为规定值以上，因此，MULT端子的电压变高，开关元件Qll被控制为断开。因此，在 电阻R12产生的电压经由二极管Dll输出到Z⑶端子。在时刻t0中，在控制电路3的OUT端子的信号为H(高)电平的情况下，对2个开 关元件Ql、Q2进行接通控制。此时，对开关元件QlO也进行接通控制，因此，开关元件QlO 的集电极电压为L(低)电平。即，开关元件QlO输出针对OUT端子信号的反转信号。如图2所示，在开关元件Ql接通的期间，流到电抗器Ll的主绕组Lla的电流逐渐 上升。随之，流到开关元件Ql的电流也上升。在电阻Rl产生的电压高于乘法器7的输出电压的情况下，控制电路3内的比较器 8对RS触发器9的复位端子R输出H电平的信号，使OUT端子的信号为L电平(时刻tl)。当OUT端子的信号电平为L电平时，开关元件Ql断开，因此，蓄积在电抗器Ll中 的电能作为输出电流从电抗器Ll的主绕组Lla放出。流到电抗器Ll的主绕组Lla的电流 逐渐降低。并且，当OUT端子的信号为L电平时，对开关元件QlO进行断开控制，因此，在开关 元件QlO的集电极侧产生基于电源Vcc的电压。由此，在构成时间常数电路的电阻R12的 两端产生电压，因此，电阻R12经由二极管Dll向Z⑶端子输出电压。并且，与此同时，开始 对电容器ClO进行充电。然后，随着在电容器ClO中蓄积电荷，电阻R12两端的电压降低。因此，如图2所 示，输出到Z⑶端子的电压逐渐降低。如果是在临界工作模式下工作的情况，则当流到电抗器Li、L2的主绕组Lla、L2a 的电流为零时，控制电路3在ZCD端子中检测零电流，使OUT端子的信号为H电平，再次接 通开关元件Q1、Q2。但是，在图2中，本实施例的功率因数改善电路由于在Z⑶端子中相加 的电压而在不连续工作模式下工作，在时刻t2中，即使流到电抗器L1、L2的主绕组Lla、L2a 的电流为零，只要ZCD端子的电压不成为Vth2以下，OUT端子的信号就维持为L电平。由电容器ClO和电阻R12构成的时间常数电路如上所述对ZCD端子施加电压，由 此，使控制电路3的接通控制定时延迟规定时间，使断开时间宽度固定。在时刻t3中，当 ZCD端子的电压为Vth2以下时，控制电路3再次从OUT端子输出H电平的信号，接通开关元 件 Q1、Q2、Q10。开关元件QlO接通，由此，进行电容器ClO的放电。此时，与电阻R12并联连接的 二极管DlO具有迅速取出蓄积在电容器ClO中的电荷的效果。接着，说明临界工作模式和不连续工作模式之间的工作模式切换。图3是示出本 实施例的功率因数改善电路中的临界工作模式和不连续工作模式之间的工作模式切换的波形图，是交流输入的L相电压为正的期间中的波形。并且，图4是在图3所示的波形图的 放大图中进一步示出ZCD端子的电压波形的图。在交流输入的电压低的情况下，如图3的交流输入相位0 θ所示，MULT端子电 压低，因此，对开关元件Qll进行接通控制。因此，电阻R12的两端电压降低，结果，工作模 式切换判断部阻止对控制电路3输出在电阻R12产生的电压。即，解除工作模式切换部11 针对控制电路3的接通控制定时的强制调节，功率因数改善电路在临界工作模式下进行工作。因此，如图3、4所示，在流到电抗器Ll的主绕组Lla的电流(Lla电流)降低到零 附近的同时，控制电路3检测到ZCD端子的电压降低到小于Vth2，使OUT端子的信号为H电 平，接通开关元件Q1、Q2。并且，当交流输入的电压变高时，如图3所示，在相位θ中，MULT端子电压高于规 定值，对开关元件Qll进行断开控制。因此，工作模式切换判断部向控制电路3的ZCD端子 输出在电阻R12产生的电压，强制调节开关元件Ql、Q2的接通控制定时，使断开期间固定。 由此，功率因数改善电路在不连续工作模式下进行工作。因此，如图3、4所示，即使流到电抗器Ll的主绕组Lla的电流(Lla电流)在相位 a2降低到零附近，Z⑶端子的电压也为Vth2以上，因此，控制电路3不使OUT端子的信号为 H电平，在相位a3中，在ZCD端子的电压降低到小于Vth2的情况下，使OUT端子的信号为H 电平，接通开关元件Q1、Q2。一般地，临界工作模式下的开关接通/断开时间如下式表现。K, =^h …⑴
「. ^tg — ‘~~χ}, ι …⑵ vQ ！
O糾其中，⑴式和⑵式中的各记号表示的意思如下所述。t。n 开关接通时间(sec)。 t。ff:开关断开时间(sec)。L 电抗器的电感(H)。η 效率(0 < η < 1)。PO 输出功率 (w)。Vrms 交流输入电压(V)。VO 直流输出电压(V)。θ 相位角(rad)。因此，如上所述，现有的功率因数改善电路存在以下问题交流输入电压的有效值 Vrms越大，开关频率越上升，每单位时间的开关损失增大。但是，本实施例的功率因数改善电路能够通过由电阻R12、电容器ClO给出的时间 常数，延长开关断开时间，因此，能够降低开关频率，能够减少损失得到高效率。然后，在相位角π-θ中，当MULT端子电压低于规定值时，对开关元件Qll进行接 通控制。因此，工作模式切换部11再次解除针对控制电路3的接通控制定时的强制调节， 提示功率因数改善电路在临界工作模式下的工作。另外，在图2、图3、图4中，说明了交流输入的L相电压为正的期间，但是，N相电 压为正的期间的工作也同样，只要将图中的Lla电流考虑为L2a电流即可。并且，设计者通过电阻R12、R13的调整，能够任意地设定交流输入的相位角θ、 JI “ θ中的临界工作模式和不连续工作模式之间的切换，能够得到最佳的功率因数。如上所述，根据本发明的实施例1的方式的功率因数改善电路，能够通过追加较 少的部件数量，与交流输入电压的高低无关地得到高效率。即，本实施例的功率因数改善电路在交流输入电压低的区域中，在临界工作模式下工作，在交流输入电压高的区域中，在降 低了开关频率的不连续工作模式下工作，因此，能够减少每单位时间的损失而得到高效率。进而，在交流输入电压高的区域中，在降低了开关频率的不连续工作模式下工作， 由此，能够使过电流设定值为与交流输入电压低的区域大致相同的一定值。即，本发明的功 率因数改善电路能够与交流输入电压无关地使过电流设定值大致为一定值。并且，主电路采用混合桥，因此，与专利文献1所述的电源装置同样，具有不需要 全波整流电路，有助于效率改善的优点。另外，图5是示出本实施例的功率因数改善电路的其他结构例的电路图。与图1 所示的功率因数改善电路的不同之处在于，代替在L相和N相双方设置电抗器L1、L2，仅在 N相具有电抗器L3。在本发明的功率因数改善电路中，电抗器不是必须设置在L相和N相 双方，如图5所示，也可以仅设置在N相，还可以仅设置在L相。图5所示的功率因数改善电路的电抗器L3设有辅助绕组L3b、L3c,以便能够与N 相电压的正负无关地检测流到电抗器的电流，因此，工作与图1所示的功率因数改善电路 相同。并且，不仅能够得到与图1所示的功率因数改善电路相同的效果，而且电抗器只 要一个即可，因此，具有有助于低成本化的优点。进而，还能够实现图6所示的结构的功率因数改善电路。该情况下的功率因数改 善电路与图1的功率因数改善电路同样，在L相和N相双方具有电抗器，但是，电抗器本身 仅设置一个电抗器L4即可，因此，与图5所示的功率因数改善电路同样，在成本方面具有优
点ο图7是示出本发明的实施例2的功率因数改善电路的结构的电路图。与实施例1 的图1所示的功率因数改善电路的不同之处在于，新设有二极管D20、D21、比较器12以及 电容器C4。控制电路3内的误差放大器6对从检测输出电压的FB端子输入的电压和规定的 基准电压Vthl进行比较，将基于其误差的电压输出到为了进行相位补偿而设置的comp端 子和乘法器7。在轻负载时，输入到FB端子的电压增大，因此，误差放大器6的输出电平下降， comp端子的电压减小。因此，本实施例的工作模式切换部11通过检测comp端子的电压，判断是否是轻负 载区域，对工作模式进行切换。换言之，工作模式切换部11不仅根据检测交流输入电压的 MULT端子电压，还根据混合桥型开关部的输出功率，来切换不连续工作模式和临界工作模 式。具体而言，在comp端子和地线之间连接有电容器C4。并且，comp端子与比较器12 的负侧输入端子连接。另一方面，比较器12的正侧输入端子与Vth3的电压源连接，比较器 12的输出端子经由二极管D21与开关元件Qll的基极连接。并且，二极管D20设于开关元件Qll和MULT端子之间。通过具有二极管D20、D21， 由此，防止在MULT端子和比较器12的输出端子之间流过电流，并且，还能够根据比较器12 的输出端子和MULT端子中的任意端子的电压对开关元件Qll进行接通/断开控制。在基于混合桥型开关部的输出电压的相位补偿用信号的comp端子电压小于规定值(Vth3)的情况下，工作模式切换部11判断为轻负载，选择不连续工作模式的工作，并且， 在相位补偿用信号的comp端子电压为规定值(Vth3)以上的情况下，工作模式切换部11判 断为重负载，选择临界工作模式的工作。S卩，工作模式切换判断部在comp端子电压小于规定值(Vth3)的情况下，使开关元 件Qll断开，经由二极管Dll向控制电路3的Z⑶端子输出在电阻R12产生的电压，由此， 强制调节控制电路3的接通控制定时，使2个开关元件Q1、Q2的断开期间固定，使功率因数 改善电路在不连续工作模式下工作。另一方面，工作模式切换判断部在comp端子电压为规定值(Vth3)以上的情况下， 使开关元件Qll接通，阻止向控制电路3的ZCD端子输出在电阻R12产生的电压，由此，使 2个开关元件Q1、Q2的断开期间可变，使功率因数改善电路在临界工作模式下工作。其他结构与实施例1的图1所示的功率因数改善电路相同，省略重复的说明。接着，说明如上所述构成的本实施方式的作用。本实施例的功率因数改善电路的 动作基本上与实施例1的功率因数改善电路大致相同。与实施例1的功率因数改善电路的 动作的不同之处在于，根据负载的轻重来切换工作模式，因此，说明该切换动作。图8是示出在本实施例的功率因数改善电路中基于负载轻重的动作的各部的波 形图。另外，图8所示的波形图是交流输入的L相电压为正的期间。另外，N相电压为正的 期间的动作也同样，只要将图中的Lla电流考虑为L2a电流即可。首先，在轻负载时，输入到FB端子的电压增大，因此，误差放大器6的输出电平下 降，comp端子的电压也降低。在comp端子电压小于规定值(Vth3)的情况下，在比较器12 的输出端子产生电压，成为电流不流到二极管D21的状态。结果，开关元件Qll断开，因此， 经由二极管Dll向控制电路3的Z⑶端子输出在电阻R12产生的电压，由此，工作模式切换 部11强制调节控制电路3的接通控制定时，使2个开关元件Ql、Q2的断开期间固定，使功 率因数改善电路在不连续工作模式下工作。S卩，在基于混合桥型开关部的输出功率的相位补偿用信号的comp端子电压小于 规定值(Vth3)的情况下，工作模式切换部11判断为轻负载，选择不连续工作模式的工作。另一方面，在重负载时，输入到FB端子的电压减小，因此，误差放大器6的输出电 平上升，comp端子的电压也升高。在comp端子电压为规定值(Vth3)以上的情况下，不在 比较器12的输出端子产生电压，因此，二极管D21导通。结果，开关元件Qll接通，因此，电 阻R12的两端电压下降，解除工作模式切换部11针对控制电路3的接通控制定时的强制调 节，功率因数改善电路在临界工作模式下工作。S卩，在基于混合桥型开关部的输出功率的相位补偿用信号的comp端子电压为规 定值(Vth3)以上的情况下，工作模式切换部11判断为重负载，选择临界工作模式的工作。另外，如在实施例1中说明的那样，工作模式切换部11还根据交流输入电压的高 低来切换工作模式，因此，作为本实施例中的动作，在重负载或交流输入电压低的情况下， 选择临界工作模式的工作，在轻负载或交流输入电压高的情况下，选择不连续工作模式的 工作。其他作用与实施例1的图1所示的功率因数改善电路相同，省略重复的说明。如上所述，根据本发明的实施例2的方式的功率因数改善电路，除了实施例1的效 果以外，能够通过追加较少的部件数量，与负载的轻重无关地得到高效率。即，本实施例的功率因数改善电路在中 重负载区域中，在临界工作模式下工作，在轻负载区域中，在降低 了开关频率的不连续工作模式下工作，因此，能够在全负载区域中得到高效率。并且，工作模式切换部11针对交流输入电压的高低和负载的轻重双方来选择适 当的工作模式，因此，能够进行基于状况的细致的动作以实现高效率。产业上的可利用性本发明的功率因数改善电路能够用于在将交流输入转换为直流来输出的开关电 源装置中使用的功率因数改善电路。
权利要求
一种功率因数改善电路，其特征在于，该功率因数改善电路具有电抗器，其蓄积交流输入的电能，并且放出所蓄积的电能；混合桥型开关部，其由2个二极管和2个开关元件构成，对所述电抗器的电能的蓄积和放出进行切换；控制部，其根据流到所述电抗器的电流来进行所述2个开关元件的接通控制，并且，根据流到所述2个开关元件的电流来进行所述2个开关元件的断开控制；以及工作模式切换部，其根据所述交流输入的电压来对不连续工作模式和临界工作模式进行切换。
2.根据权利要求1所述的功率因数改善电路，其特征在于，所述工作模式切换部在所述交流输入的电压为规定值以上的情况下，强制调节所述控 制部的接通控制定时，使所述2个开关元件的断开期间固定，由此，使该功率因数改善电路 在不连续工作模式下工作，并且，在所述交流输入的电压小于规定值的情况下，解除针对所 述控制部的接通控制定时的强制调节，使所述2个开关元件的断开期间可变，由此，使该功 率因数改善电路在临界工作模式下工作。
3.根据权利要求1或2所述的功率因数改善电路，其特征在于， 所述工作模式切换部具有时间常数电路，其由电阻和电容器构成，使所述控制部的接通控制定时延迟规定时间；充放电部，其在所述2个开关元件的接通期间使所述电容器放电，并且，在所述2个开 关元件的断开期间使所述电容器充电；以及工作模式切换判断部，其在所述交流输入的电压为规定值以上的情况下，向所述控制 部的检测流到所述电抗器的电流的端子输出在所述电阻上产生的电压，并且，在所述交流 输入的电压小于规定值的情况下，阻止对所述控制部输出在所述电阻上产生的电压。
4.根据权利要求1 3中的任意一项所述的功率因数改善电路，其特征在于， 所述工作模式切换部还根据所述混合桥型开关部的输出电压来对不连续工作模式和临界工作模式进行切换。
5.根据权利要求4所述的功率因数改善电路，其特征在于，所述工作模式切换部在基于所述混合桥型开关部的输出电压的相位补偿用信号的电 压小于规定值的情况下，判断为轻负载，选择不连续工作模式，并且，在所述相位补偿用信 号的电压为规定值以上的情况下，判断为重负载，选择临界工作模式。
全文摘要
本发明提供与负载的轻重和交流输入电压的高低无关地得到高效率的功率因数改善电路。功率因数改善电路具有电抗器(L1、L2)，其蓄积交流输入的电能，并且放出所蓄积的电能；混合桥型开关部，其由2个二极管(D1、D2)和2个开关元件(Q1、Q2)构成，对电抗器的电能的蓄积和放出进行切换；控制电路(3)，其根据流到电抗器的电流来进行2个开关元件(Q1、Q2)的接通控制，并且，根据流到2个开关元件(Q1、Q2)的电流来进行2个开关元件(Q1、Q2)的断开控制；以及工作模式切换部(11)，其根据交流输入的电压来对不连续工作模式和临界工作模式进行切换。
文档编号H02M1/42GK101951138SQ20101022043
公开日2011年1月19日 申请日期2010年7月1日 优先权日2009年7月8日
发明者千叶明辉 申请人:三垦电气株式会社