专利名称：功率变换器的能量恢复缓冲电路的制作方法
功率变换器的能量恢复缓冲电路相关申请的交叉引用本申请要求美国临时申请第61/176,273号(其发明名称为“ENERGYRECOVERY SNUBBER CIRCUIT FOR POWER CONVERTERS”，申请日为2009年5月7日)的优先权，其内容 并入于此好像以全文阐述。
背景技术：
通常，功率变换器是一种将输入电压源或电流源变换成指定输出电压或电流的功 率处理电路。功率变换器被用在多种应用中，包括计算机、音频/视频装置、移动电子设备、 电力系统等。功率变换器的一种类型，即熟知的DC/DC功率变换器，可操作成将具有DC分量的 输入电压波形变换成可与该输入电压波形具有不同电压电平的输出DC电压波形。出于多 种原因，通常可期望使功率变换器的输入和输出电气隔离。为了实现电气隔离，可采用隔离 变压器，其可以按照需求将输入DC电压“斩波(chopped)”成AC电压。进一步地，为了执 行从隔离变压器的AC输出到DC输出电压的波形变换，可以使用整流电路。传统地，整流电 路包括耦接到隔离变压器次级侧的一个或多个二极管。由于二极管仅在正向偏置时传导电 流，因此可使用二极管将来自隔离变压器的AC电压变换成输出DC电压。可替换地，整流电 路可包括同步整流器，其采用选择性地与被整流的AC信号同步导通和截止的晶体管开关， 以控制从隔离变压器到整流器输出的电流传导。渐增的计算速度和集成电路(IC)的密度导致它们的工作电压降低。工作电压的 这种降低要求DC/DC变换器提供更高的输出电流以实现相似的功率输出。由于输出电压降 低以及输出电流升高，因此输出整流器造成的功率损耗成为影响功率变换器的效率的主要 因素。为了允许使用相对小的能量存储元件和滤波组件(例如电容器、电感器、变压器 等)，与功率变换器相关的切换设备可能在相对高的频率(例如，几百kHz)下切换。然而， 该高频切换可能在输出整流电路中引起较大的电压尖峰和高频振铃(ringing)。电压尖峰 和高频振铃通常可能由隔离变压器的寄生电感或漏电感以及整流二极管或晶体管开关的 寄生电容引起。由于几个原因，电压尖峰和高频振铃是不希望有的。例如，高电压尖峰可能需要使 用标称为高电压的整流设备，可能造价高，体积更大。进一步，额定高电压的设备的使用可 能降低功率变换器的效率，因为这些设备可能具有相对高的传导损耗。另外，由高频振铃 和高电压电势传送的能量可能在功率变换器的不同组件或其它外围组件中引起电磁干扰 (EMI)问题。为解决上述问题，研发了不同的无源和有源缓冲器或箝位电路以补偿上述不期望 的特性。这些电路通常具有可能包括成本增加和/或功率变换器的效率下降的一个或多个 缺点。为了解决上述背景中的问题，已经发明了本文中描述的用于功率变换器的能量恢复缓冲电路。
发明内容
公开了一种用于具有输入和输出的开关功率变换器的能量恢复缓冲电路，所述功 率变换器包括具有初级绕组和次级绕组的第一变压器、耦接到所述初级绕组的可控开关以 及耦接到所述次级绕组的整流电路。所述能量恢复缓冲电路包括耦接到所述整流电路的 电压箝位元件；耦接到所述电压箝位元件的电容性元件，其用于存储由所述电压箝位元件 捕获的能量；第二变压器，其具有耦接到所述电容性元件的初级绕组和耦接到所述功率变 换器的输入的次级绕组；以及控制电路，可操作成选择性地使得由所述电容性元件存储的 能量通过所述第二变压器传送到所述功率变换器的输入。所述功率变换器可以在其输出侧包括低通滤波器。所述低通滤波器可以包括输出 电感器和输出电容器。所述能量恢复缓冲电路可以包括耦接到所述能量恢复缓冲电路的次 级绕组的整流器。所述电压箝位元件可以包括整流开关。所述整流开关可以包括M0SFET。所述电压 箝位元件可以包括反相器。所述可控开关可以包括四个不同的开关，一次导通其中的两个，当其中一对截止 时，另一对导通，而当其中一对导通时，另一对截止。所述电压箝位元件可以包括第一整流 开关和第二整流开关，一次导通其中一个，当所述可控开关中的一对开关导通时所述第一 整流开关导通，当所述可控开关中的另一对开关导通时所述第二整流开关导通。所述第一 整流开关和第二整流开关每个可以包括M0SFET。也公开了一种具有输入和输出的开关功率变换器。所述功率变换器包括具有初 级绕组和次级绕组的第一变压器；耦接到所述初级绕组的可控开关；耦接到所述次级绕组 的整流电路；以及用于所述开关功率变换器的能量恢复缓冲电路。所述能量恢复缓冲电路 包括耦接到所述整流电路的电压箝位元件；耦接到所述电压箝位元件的电容性元件，其 用于存储由所述电压箝位元件捕获的能量；第二变压器，其具有耦接到所述电容性元件的 初级绕组和耦接到所述功率变换器的输入的次级绕组；以及控制电路，可操作成选择性地 使得由所述电容性元件存储的能量通过所述第二变压器传送到所述功率变换器的输入。所述功率变换器在其输出侧可以包括低通滤波器。所述低通滤波器可以包括输出 电感器和输出电容器。所述能量恢复缓冲电路可以包括耦接到所述能量恢复缓冲电路的次 级绕组的整流器。所述电压箝位元件可以包括整流开关。所述整流开关可以包括M0SFET。所述电压 箝位元件可以包括反相器。所述可控开关可以包括四个不同的开关，一次导通其中的两个，当其中一对截止 时，另一对导通，而当其中一对导通时，另一对截止。所述电压箝位元件可以包括第一整流 开关和第二整流开关，一次导通其中一个，当所述可控开关中的一对开关导通时所述第一 整流开关导通，当所述可控开关中的另一对开关导通时所述第二整流开关导通。所述第一 整流开关和第二整流开关每个包括MOSFET。
图1图示了包括示例性能量恢复缓冲电路的DC/DC功率变换器的方块图。图2图示了包括示例性能量恢复缓冲电路的DC/DC功率变换器的示意图。图3图示了与图2所示的DC/DC功率变换器的操作相关的不同波形。图4图示了示例性能量恢复缓冲电路。图5图示了在DC/DC功率变换器中使用的整流电路的电压波形。图6图示了另一示例性能量恢复缓冲电路。
具体实施例方式尽管本发明允许不同修改和可替代的形式，但是其特定实施例已经在附图中通过 举例被展示，并在本文中得到详细描述。然而，应当理解，这并不试图将本发明局限在公开 的特定形式上，反而更进一步地，本发明涵盖所有落入由权利要求限定的本发明范围和精 神之内的变型、等效和替代形式。图1图示了包括示例性能量恢复缓冲器30的DC/DC功率变换器10的方块图。功 率变换器10可操作成将在DC输入节点12的DC电压变换成在DC输出节点28的输出DC 电压。功率变换器10可包括隔离变压器18，其具有耦接到DC输入节点12的一个或多个 初级侧绕组20和耦接到DC输出节点28的一个或多个次级侧绕组22。为了将AC电压提 供到隔离变压器18的初级绕组20，包括一个或多个开关的开关网络14可以耦接在初级绕 组20和DC输入节点12之间。开关网络14能够被开关控制模块16控制，所述开关控制模 块16可操作成导通和截止开关网络14的开关以提供AC电压到隔离变压器18的初级绕组 20。例如，开关网络14可包括半桥网络、全桥网络等。整流电路24可耦接到隔离变压器18的一个或多个次级绕组22以提供整流的电 压波形。整流电路24可包括一个或多个二极管、一个或多个同步整流器(例如晶体管开 关)等。随后，整流电压波形可被低通(LP)滤波器26平滑，因此DC电压出现于DC输出节 点28，其接着可耦接到负载。LP滤波器26可包括一个或多个电容器、电感器或者其它无源 或有源组件。为减少由开关网络14的高频切换造成的高电压尖峰和高频率振铃，以及其对隔 离变压器18和整流电路24的漏电感的影响，可提供能量恢复缓冲器30。在功能上，能量 恢复缓冲器30可包括能量捕获模块32，其可操作成捕获在整流电路24上引起不理想情况 (例如振铃和电压尖峰)的能量。在这个方面，整流电路24可被设计成其组件不需要承受 极端电压的条件，这样可以减少功率变换器10的成本同时提高其效率。除了捕获能量，能量恢复缓冲器30可操作成将所捕获的能量返回到DC输入节点 12，这能够从根本上提高功率变换器10的效率。为了将所捕获的能量返回到DC输入节点 12以及保持功率变换器10的初级侧和次级侧之间的电气隔离，能量恢复缓冲器30可包括 隔离变压器34，其具有一个或多个初级绕组38和一个或多个次级绕组34。在操作中，由能 量捕获模块32捕获的能量可通过隔离变压器34传送，在隔离变压器34中可经过整流器39 整流，并返回到DC输入节点12。在这个方面，被隔离变压器18的漏电感和整流电路24的 寄生电容消耗的能量通常可以由功率变换器10恢复或重复利用，从而提高功率变化器10 的效率，同时减少整流电路24上的高电压尖峰和高频率振铃。
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附图2图示了包括示例性能量恢复缓冲电路的全桥DC/DC功率变换器50的示意 图。功率变换器50包括隔离变压器66，其经由开关网络54耦接到输入节点52(Vin)。开 关网络包括开关56、58、60和62，这些开关可以是任意合适类型的开关，包括MOSFET，IGBT 或类似物。开关56、58、60和62可被开关控制器(附图2中未示出)控制来将AC电压提 供到隔离变压器66的初级绕组68。在操作中，开关56和62可导通一段时间，从而正Vin 电压电势被施加到隔离变压器66的初级绕组68两端。在这段时间期间，开关58和60断 开(即不导通)。接着，开关控制器可以将开关56和62控制为不导通，而开关58和60导 通。如能够被理解的，这产生将负Vin电压电势施加到隔离变压器66的初级绕组68两端 的效果。在这个方面，开关控制器可选择性地控制开关56、58、60和62，以便向初级绕组68 施加在正Vin和负Vin电压电势间摆动的AC电压。功率变换器50还包括同步整流器90、98，其连接到隔离变压器66的次级绕组70、 72的外部抽头。在该示例中，同步整流器90、98分别包括M0SFET92、100。进一步地，主体 二极管94、102和电容器96、104被图示以分别说明MOSFET 92、100的特性(即等效电路)， 而非电路中的独立组件。在操作中，MOSFET 92、100的栅极由整流控制器(未示出)控制成使得MOSFET 92,100在特定不同的时间导通，从而可以将来自隔离变压器66的初级绕组68的能量传送 到负载86。更具体地，当开关56和62导通时，MOSFET 92应当被导通。类似地，当开关58 和60导通时，MOSFET 100应当被导通。在这个方面，来自隔离变压器66的次级绕组70、72 的能量可被整流。在本示例中，MOSFET 92、100由于导通时呈现相对低的电阻，因此被用于 整流，以取代整流二极管，这具有最小化与整流电路相关的损耗的效果。为提供稳定的DC电压到功率变换器50的输出节点84 (Vout)，可提供包括输出电 感器82和输出电容器88的低通滤波器。可选择电感器82和电容器88的值以使当功率变 换器50耦接到负载86时电压Vout近似为DC电压。如之前记载，由于整流器(即MOSFET 92、100)从导通状态到非导通状态的快速切 换，可产生高频振铃和电压尖峰。这些不理想的特性主要归因于隔离变压器66的漏电感 (由漏电感器74和76示意性地示出)以及整流器90、98的漏极端与源极端之间的寄生电 容(由电容器96和104分别示意性地示出)间的谐振。为减少或消除当MOSFET 92,100截止时产生的高电压尖峰和振铃，提供箝位二极 管78、80，它们的各自阳极端耦接到隔离变压器66的次级绕组72、74的外部端子，它们的负 极端耦接到箝位电容器110的第一平板的。箝位二极管78、80可以是任意合适类型的二极管。例如，箝位二极管78、80可以 是肖特基二极管，以提供相对小的正向偏压降。箝位电容器110可以相对大(例如，30nF， 60nF，220nF，或更大)，从而出现在次级绕组72、74的外部端子(或等同地，在MOSFET 92、 100的漏极端)的任意电压尖峰或振铃被箝位电容器110所吸收。如能够被理解地，箝位电 容110两端出现的电压基本上是DC电压，其幅值近似为输入电压Vin乘以隔离变压器66 的匝数比。除了用于箝位过多电压尖峰和振铃的箝位电容器110和箝位二极管78、80以夕卜， 由箝位电容器110吸收的能量也可被反向循环到功率变压器50的输入节点52。为了实现 此功能，箝位电容器110可以与隔离变压器114的初级绕组118和M0SFET112并联地耦接到地电势106。变压器114可以包括两个次级绕组116、120，每个次级绕组分别具有耦接到 功率变换器50的初级绕组的接地节点106的一端、以及通过整流二极管124、122耦接到输 入节点52的另一端。在操作中，MOSFET 112可由耦接到其栅极端的控制电路(未在图2中示出；参见 附图4所示的控制电路150和图6所示的控制电路160)选择性地导通和截止。当MOSFET 112由控制电路导通时，电流将经过变压器114的初级绕组118从箝位电容110流出，在初 级绕组118两端感应出电压。该电压将接着在次级绕组116中感应电压，可能导致电流通 过整流二极管124流到输入节点52，在输入节点52处能量可能被输入电容器64存储。另 外，当MOSFET 112接着导通或截止时，存储在初级绕组118的能量将引起次级绕组120两 端的负电压，从而导致电流通过整流二极管122流到输入节点52。在这个方面，由箝位电容 器110捕获的能量被传回到输入电源，从而从根本上减少功率变换器50的能量损失。附图3图示了与图2所示的DC/DC功率变换器50的操作相关的各种波形。具体 地，波形115图示了 MOSFET 92,100的漏极端与源极端之间的电压。如可以看出，MOSFET 92、100两端的电压当从导通状态切换到不导通状态时会迅速上升，并当它们切换回导通状 态时，再次下降。波形117图示箝位电容器110两端的电压。波形119图示MOSFET 112的 栅极端和源极端之间的电压(Vgs)，其可以由控制电路控制(参见图4和图6所示的控制电 路150和160)。如之前所述，MOSFET 112用于控制箝位电容器110的放电。波形121图示 当来自箝位电容器110中的能量被恢复时隔离变压器114的初级绕组118两端的电压。波 形123图示通过二极管124流回到输入节点52的电流，而波形125图示通过二极管125流 回到输入节点52的电流。如波形115和117所示，当开关92关断时(如波形115所示当开关92两端的电 压上升时)，箝位电容器110两端的电压稍微增加。进一步地，应当注意，开关92和100两 端的任意电压尖峰或者振铃由于箝位电容器110所捕获的能量而相对较小。如波形119所示，在MOSFET 92或100再次开始导通之后(即当波形115中的电 压降回到0时)，控制电路向MOSFET开关112的栅极施加正电压一段预定时间。这具有在 变压器114的初级绕组118上感应正电压(波形121所示)的效果，其接着感应通过二极 管124的电流(波形123所示)，该二极管124将捕获的能量返回到输入节点52。接着，当 开关112被控制电路关断时，在变压器的初级绕组118中感应相对小的负电压(波形121)， 其接着感应通过二极管122的相对小的电流(几mA)(波形125)。如之前所记载，通过二极 管122和124的电流被返回到功率变换器50的输入节点52，因此减少功率损耗并且提高功 率变换器50的效率。附图4图示了也如图2所示的功率变换器50，并进一步图示了可用于控制开关 112的导通和关断的控制电路150。注意，为了简便，附图2所示的功率变换器50的所有组 件并未都在附图4中示出，但是应当理解，附图4中没有示出的组件在功率变换器50中应 当实际存在。通常，在MOSFET 92或100两端的电压降低到接近零之后(例如，在MOSFET 92、 100由非导通状态切换到导通状态之后；参见附图3中波形115)，控制电路150可操作成 导通开关112 —段短的预定时间。为了实现这种功能，控制电路150可包括二极管126和 128，其阳极端分别耦合到MOSFET 92和100的漏极端，二极管126和128的阴极端通过分压器(即电阻器134和136)连接到MOSFET 138的栅极端。当MOSFET 92和100中任一个 两端的电压为高时，可选择电阻器134和136的电阻值，从事存在足以导通MOSFET 138的 电压电势。在这个方面，当MOSFET 92、100不导通时，MOSFET 138导通或“打开”。控制电路150还包括充电电容器142，其具有耦接到MOSFET 138的漏极端和通过 电阻器140连接到电压源130 (Vcc)的一个平板。进一步地，充电电容器142的另一平板耦 接到MOSFET 112的栅极端，并且还通过电阻器146和二极管144连接到地，电阻器146和 二极管144被配置成彼此并联。在操作中，充电电容器142用于控制MOSFET 112的导通时间。最初，当MOSFET 138 导通时充电电容142两端的电压为零(例如，当MOSFET 92、100的任意一个未导通时，其漏 源极电压为高)。当MOSFET 92、100切换到不导通状态时，MOSFET 138的栅极端处的电压 降到零，并且MOSFET 138变成不导通。这导致电流从电压源130 (Vcc)通过电阻器140、充 电电容器142和电阻器146流入接地节点106。可以选择电阻器146和140，使得当充电电 容器142正在充电时，MOSFET 112的栅极端处的电压足以导通M0SFET112。如能够理解的， 充电电容器142以由RC时间常数确定的速度充电，并且MOSFET 112的栅极端处的电压将 最终降到使MOSFET 112截止的电平。在这个方面，MOSFET 112将导通一段预定时间，该段 预定时间由M0SFET92、100从导通状态到不导通状态的切换来触发(参见如图3所示的波 形 115 和 119)。然后，上述过程将在每个切换周期重复，使得MOSFET 112在每个周期导通一段短时 间，以允许存储在箝位电容器110中的能量经由隔离变压器114传送回功率变换器50的输入。 为确保充电电容器142每个周期完全地放电，二极管144耦接到电容器142和地106之间。图5示范了本发明的能量恢复缓冲器到箝位电压的能力以减少电压尖峰和振铃 影响。上图示出了出现在采用无源、电阻-电容(R-C)缓冲电路的同步整流器两端的电压 波形152。下图示出了当采用本发明的能量恢复缓冲电路时出现在同步整流器两端的电压 波形154。如可在图5中看出，采用本发明的能量恢复缓冲电路，从根本上减少了电压尖峰 和振铃。图6图示了也在图2和图4示出的功率变换器50，并进一步图示了控制电路160， 该控制电路160可用于控制开关112的导通和关断。如图4所示，注意，为了简单，附图2 所示的功率变换器50的所有组件并未都在附图6中示出，但是应当理解，附图6中没有示 出的组件可能仍旧在功率变换器50实际存在。除了反相器162替换了 MOSFET 138和连接到电压源130 (Vcc)的电阻器140，控 制电路160与附图4中所示的控制电路150类似。在运行中，当整流MOSFET 92、100在不 导通状态时，由于反相器162的输入为高，充电电容器142两端具有零电压电势，同时耦接 到电容器142的输出为低。然后，当MOSFET 92、100切换到导通状态时，由于反相器输入端 处的电压降到零，反相器162的输出变为高，从而向电容器142充电并导通开关112。与图 4所示的控制电路150相似，开关112保持导通一段由电容器142和电阻器146的RC时间 常数确定的时间。另外，二极管144被提供以保证充电电容器142在每个开关周期充分地 放电。如能够被理解的，通过对充电电容器和相关电阻器选择合适的值，可以控制图2、4 和6所示的MOSFET 112的导通期间。通常，理想的是保持MOSFET 112导通一段时间，以允许在切换周期的期间由箝位电容器110捕获的能量被恢复。在这个方面，箝位电容器110 两端的电压电位将随时间保持相对稳定。应当理解，本文中描述的实施例仅是示例性的，并且许多特征可以适用于多种应 用中。例如，可采用多种类型的变压器、开关或者其它组件。进一步地，本文中描述的特征 能够用于其它类型的功率变换器，例如AC-DC功率变换器。另外，除了全桥DC-DC变换器， 本文中描述的特征可用于包括推挽变换器、半桥变换器以及前向变换器等的其它配置。尽管本发明在附图和之前的记载中被具体地图示和描述，但是这些说明和描述应 当被认为是示例性的，且不局限于某个特征。例如，之前记载的特定实施例可以同其它记载 的实施例结合和/或以其它形式布置(例如，处理元件能够以其它次序执行)。相应地，应 当理解，仅优选实施例及其变型被展示和描述，所有属于本发明的精神的变型或修改都应 当予以保护。
权利要求
一种用于具有输入和输出的开关功率变换器的能量恢复缓冲电路，所述功率变换器包括具有初级绕组和次级绕组的第一变压器、耦接到所述初级绕组的可控开关以及耦接到所述次级绕组的整流电路，所述能量恢复缓冲电路包括耦接到所述整流电路的电压箝位元件；耦接到所述电压箝位元件的电容性元件，其用于存储由所述电压箝位元件捕获的能量；第二变压器，其具有耦接到所述电容性元件的初级绕组和耦接到所述功率变换器的输入的次级绕组；以及控制电路，可操作成选择性地使得由所述电容性元件存储的能量通过所述第二变压器传送到所述功率变换器的输入。
2.如权利要求1所述的电路，其中所述功率变换器在其输出侧包括低通滤波器。
3.如权利要求2所述的电路，其中所述低通滤波器包括输出电感器和输出电容器。
4.如权利要求1所述的电路，其中所述能量恢复缓冲电路包括耦接到所述能量恢复缓 冲电路的次级绕组的整流器。
5.如权利要求1所述的电路，其中所述电压箝位元件包括整流开关。
6.如权利要求5所述的电路，其中所述整流开关包括MOSFET。
7.如权利要求1所述的电路，其中所述可控开关包括四个不同的开关，一次导通其中 的两个，当其中一对截止时，另一对导通，而当其中一对导通时，另一对截止。
8.如权利要求7所述的电路，其中所述电压箝位元件包括第一整流开关和第二整流开 关，一次导通其中一个，当所述可控开关中的一对开关导通时所述第一整流开关导通，当所 述可控开关中的另一对开关导通时所述第二整流开关导通。
9.如权利要求8所述的电路，其中所述第一整流开关和第二整流开关每个包括 MOSFET。
10.如权利要求1所述的电路，其中所述电压箝位元件包括反相器。
11.一种具有输入和输出的开关功率变换器，所述功率变换器包括 具有初级绕组和次级绕组的第一变压器；耦接到所述初级绕组的可控开关； 耦接到所述次级绕组的整流电路；以及用于所述开关功率变换器的能量恢复缓冲电路，所述能量恢复缓冲电路包括 耦接到所述整流电路的电压箝位元件；耦接到所述电压箝位元件的电容性元件，其用于存储由所述电压箝位元件捕获的能量；第二变压器，其具有耦接到所述电容性元件的初级绕组和耦接到所述功率变换器的输 入的次级绕组；以及控制电路，可操作成选择性地使得由所述电容性元件存储的能量通过所述第二变压器 传送到所述功率变换器的输入。
12.如权利要求11所述的电路，其中所述功率变换器在其输出侧包括低通滤波器。
13.如权利要求12所述的电路，其中所述低通滤波器包括输出电感器和输出电容器。
14.如权利要求11所述的电路，其中所述能量恢复缓冲电路包括耦接到所述能量恢复缓冲电路的次级绕组的整流器。
15.如权利要求11所述的电路，其中所述电压箝位元件包括整流开关。
16.如权利要求15所述的电路，其中所述整流开关包括MOSFET。
17.如权利要求11所述的电路，其中所述可控开关包括四个不同的开关，一次导通其 中的两个，当其中一对截止时，另一对导通，而当其中一对导通时，另一对截止。
18.如权利要求17所述的电路，其中所述电压箝位元件包括第一整流开关和第二整流 开关，一次导通其中一个，当所述可控开关中的一对开关导通时所述第一整流开关导通，当 所述可控开关中的另一对开关导通时所述第二整流开关导通。
19.如权利要求18所述的电路，所述第一整流开关和第二整流开关每个包括MOSFET。
20.如权利要求11所述的电路，其中所述电压箝位元件包括反相器。
全文摘要
本发明涉及一种用于开关功率变换器的能量恢复缓冲电路。所述功率变换器可包括耦接到隔离变压器的初级绕组的开关网络、以及耦接到隔离变压器的次级绕组的整流电路。所述能量恢复缓冲电路可包括箝位电路，可操作成箝位整流电路处的电压尖峰和/或振铃。箝位电压可由例如电容器的能量捕获模块捕获。进一步地，能量恢复缓冲电路可包括控制电路，可操作成将由能量捕获模块捕获的能量返回到功率变换器的输入。为保持隔离变压器的初级侧和次级侧之间的电气隔离，第二隔离变压器可被提供以将所捕获的能量返回到功率变换器的输入。
文档编号H02M3/24GK101944851SQ201010229288
公开日2011年1月12日 申请日期2010年5月7日 优先权日2009年5月7日
发明者保罗·加里蒂, 杨枣洪 申请人:弗莱克斯电子有限责任公司