单级桥式功率因数校正变换器电路的制作方法

专利名称：单级桥式功率因数校正变换器电路的制作方法
技术领域：
本发明属于开关电源技术领域，尤其涉及单级桥式功率因数校正变换器电路。
背景技术：
公知的单级桥式功率因数校正变换器有2009年8月5日公开的“一种单级半桥 AC-DC变换器”发明专利说明书，公开号为CN101499732A和2009年7月8日公开的“一种 Z源软开关功率因数校正全桥变换器”发明专利说明书，公开号为CN101478245A。前者优点 是电路简单，缺点是市电输入电流不连续，电磁干扰重，共用管S1电压电流应力大。后者优 点是实现了软开关，缺点是输出直流电压时100Hz纹波电压大。它们的应用场合受到一定 的限制。

发明内容
为了克服公知的单级桥式功率因数校正变换器电路的市电输入电流不连续、电磁 干扰重，共用管S1电压电流应力大、输出直流电压时100Hz纹波电压大的缺陷，本发明提供 一种单级桥式功率因数校正变换器电路，该校正变换器电路市电输入电流连续、电磁干扰 轻，输出直流电压时100Hz纹波电压小。本发明的总构思是用电感、电容贮能元件的特性，在市电瞬时值小于二分之一市 电整流输出电压时，使开关在准零电流状态下开通而产生的市电输入电流为临界导电模 式，并使开关在准零电压状态下关断。在市电瞬时值大于二分之一市电整流输出电压时，使 开关在准零电流状态下开通而产生的市电输入电流为连续导电模式，使开关在零电压状态 下关断时把贮能电感、电容贮存的部分能量直接经开关变压器传向输出端，以减小开关功 耗和电流应力，达到提高开关电源功率因数、效率、降低开关电源成本之目的。本发明的技术方案是该校正变换器包括输入整流电路、贮能电感、贮能电容和 桥式电路，市电两端分接输入整流电路两市电输入端，贮能电感的一端接输入整流电路的 正输出端，贮能电感的另一端、第一电容的一端和第一二极管的正极汇接，第一二极管的负 极、贮能电容的正极和第一电感的一端汇接，第一电感的另一端接桥式电路上端，第一电容 的另一端、第二电容的一端和桥式电路的中端汇接，第二电容的另一端、第二二极管的负极 和输入整流电路的负输出端汇接，第二二极管的正极、贮能电容的负极和第二电感的一端 汇接，第二电感的另一端接桥式电路的下端，桥式电路中的变压器的次级绕组接有输出整 流滤波电路。所述的桥式电路包括变压器，变压器初级绕组的一端、第一开关的另一端和第二 开关的一端汇接形成桥式电路的中端，第一开关的一端和第三电容的一端汇接形成桥式电 路的上端，第二开关的另一端和第四电容的另一端汇接形成桥式电路的下端，变压器初级 绕组另一端、第三电容另一端和第四电容一端汇接。所述的桥式电路包括变压器，变压器第一初级绕组的一端、第一开关的另一端，第 二开关的一端汇接形成桥式电路的一个中端，第一开关的一端、第三电容的一端和第三开关的一端汇接形成桥式电路的上端，第二开关的另一端、第四电容的另一端和第四开关的 另一端汇接形成桥式电路的下端，变压器第一初级绕组的另一端、第三电容的另一端、第四 电容的一端和第二初级绕组的一端汇接，第二初级绕组的另一端、第三开关的另一端、第四 开关的一端汇接形成桥式电路的另一个中端。本发明的技术方案也可以是该校正变换器包括输入整流电路、贮能电感、贮能 电容和桥式电路，市电两端分接输入整流电路两市电输入端，贮能电感的一端接输入整流 电路的正输出端，贮能电感的另一端、贮能电容的正极和桥式电路上端汇接，贮能电容的负 极、第一二极管的正极、第二二极管的正极和第二电感的一端汇接，第一电容的一端与桥式 电路的一个中端汇接，第一电容的另一端、第一二极管的负极和输入整流电路的一个负输 出端汇接，第二电容的一端与桥式电路的另一个中端汇接，第二电容的另一端、第二二极管 的负极和输入整流电路的另一个负输出端汇接，第二电感的另一端接桥式电路的下端，桥 式电路中的变压器的次级绕组接有输出整流滤波电路。所述的输入整流电路是第三二极管正极、第四二极管负极和第五二极管负极汇接 形成一个市电输入端，第六二极管正极、第七二极管负极和第八二极管负极汇接形成另一 个市电输入端，第三二极管负极和第六二极管负极汇接形成正输出端，第四二极管正极和 第七二极管正极汇接形成一个负输出端，第五二极管正极和第八二极管正极汇接形成另一 个负输出端。所述的桥式电路包括变压器，变压器第一初级绕组的一端、第一开关的另一端和 第二开关的一端汇接形成桥式电路的一个中端，第一开关的一端和第三开关的一端汇接形 成桥式电路的上端，第二开关的另一端、第四电容的另一端和第四开关的另一端汇接形成 桥式电路的下端，变压器第一初级绕组的另一端、第四电容的一端和第二初级绕组的一端 汇接，第二初级绕组的另一端、第三开关的另一端和第四开关的一端汇接形成桥式电路的 另一个中端。所述的桥式电路中的变压器第一初级绕组的另一端、第四电容的一端和第二初级 绕组的一端汇接处与桥式电路的上端之间接有第三电容。所述的贮能电感的另一端和贮能电容的正极汇接处与桥式电路上端之间串接有
第一电感。本发明的技术方案还可以是该校正变换器包括输入整流电路、贮能电感、贮能 电容和桥式电路，市电两端分接输入整流电路两市电输入端，贮能电感的一端接输入整流 电路的负输出端，贮能电感的另一端、贮能电容的负极和桥式电路下端汇接，贮能电容的正 极、第一二极管的负极、第二二极管的负极和第一电感的一端汇接，第一电容的另一端与桥 式电路的一个中端汇接，第一电容的一端、第二二极管的正极和输入整流电路的另一个正 输出端汇接，第二电容的另一端与桥式电路的另一个中端汇接，第二电容的一端、第一二极 管的正极和输入整流电路的一个正输出端汇接，第一电感的另一端接桥式电路的上端，桥 式电路中的变压器的次级绕组接有输出整流滤波电路。所述的输入整流电路是第三二极管正极、第四二极管正极和第五二极管负极汇接 形成一个市电输入端，第六二极管正极、第七二极管正极和第八二极管负极汇接形成另一 个市电输入端，第三二极管负极和第六二极管负极汇接形成一个正输出端，第四二极管负 极和第七二极管负极汇接形成另一个正输出端，第五二极管正极和第八二极管正极汇接形
5成负输出端。所述的桥式电路包括变压器，变压器第一初级绕组的一端、第一开关的另一端和 第二开关的一端汇接形成桥式电路的一个中端，第二开关的另一端和第四开关的另一端汇 接形成桥式电路的下端，第一开关的一端、第三电容的一端和第三开关的一端汇接形成桥 式电路的上端，变压器第一初级绕组的另一端、第三电容的另一端和第二初级绕组的一端 汇接，第二初级绕组的另一端、第三开关的另一端和第四开关的一端汇接形成桥式电路的 另一个中端。所述的桥式电路中的变压器第一初级绕组的另一端、第三电容的另一端和第二初 级绕组的一端汇接处与桥式电路的下端之间接有第四电容。所述的贮能电感的另一端和贮能电容的负极汇接处与桥式电路下端之间串接有
第二电感。本发明的优点开关不需要体内二极管或外并二极管，电路简单，功率因数、效率 高，成本低，体积小。在额定电压输入下轻载时贮能电容上电压也能控制在380伏以下，开 关承受的电压应力和典型的半桥、全桥电路基本一样，在市电电压瞬时值小于贮能电容上 电压二分之一时，市电输入电流为临界导电模式，在市电电压瞬时值大于贮能电容上电压 二分之一时，市电输入电流为连续导电模式，且市电输入电流没有死区，不但功率因数高， 电磁干扰小，且能使开关在零电压状态下关断，在准零电流状态下开通，实现了高效率，适 合做各种功率的高性能开关电源。


图1是本发明的第一个实施例的电路图。
图2是本发明的第二个实施例的电路图。
图3是本发明的第三个实施例的电路图。
图4是本发明的第四个实施例的电路图。
图5是本发明的第五个实施例的电路图。
图6是本发明的第六个实施例的电路图。
图7是图1、图2、图3、图4、图5、图6中的变压器次级输出整流滤波电路图。
图8是用于提高图1、图2、图3和图4中的输入整流电路效率的附加电路图。
图9是用于提高图5和图6中的输入整流电路效率的附加电路图。
具体实施例方式
在图1中，该校正变换器电路包括输入整流电路、贮能电感Lb、贮能电容Cb和桥式 电路。市电Vi两端分接输入整流电路两市电输入端。贮能电感Lb的一端接输入整流电路 的正输出端，贮能电感Lb的另一端、第一电容C1的一端和第一二极管D1的正极汇接。第 一二极管D1的负极、贮能电容Cb的正极和第一电感L1的一端汇接，第一电感L1的另一端 接桥式电路上端。第一电容C1的另一端、第二电容C2的一端和桥式电路的中端汇接。第 二电容C2的另一端、第二二极管D2的负极和输入整流电路的负输出端汇接。第二二极管 D2的正极、贮能电容Cb的负极和第二电感L2的一端汇接，第二电感L2的另一端接桥式电 路的下端，桥式电路中的变压器T的次级绕组Nsl、Ns2接有图7所示的输出整流滤波电路。
所述的桥式电路包括变压器T，变压器T初级绕组Np的一端、第一开关S1的另一 端和第二开关S2的一端汇接形成桥式电路的中端。第一开关S1的一端和第三电容C1的一 端汇接形成桥式电路的上端。第二开关S2的另一端和第四电容C4的另一端汇接形成桥式 电路的下端。变压器T初级绕组Np另一端、第三电容C3另一端和第四电容C4 一端汇接。该实施例的优点是开关不需要体二极管或外接二极管，电路简单。工作过程为了方便说明，设电容CI = C2、C3 = C4，电容Cb、C3、C4上有一定的电 压，且Vc3 = Vc4 = Vcb/2,电感Lb和电容C1 (或C2)串联谐振频率等于校正变换器工作频 率，第一开关S1、第二开关S2关断到开通之间有一定死区，以市电Vi瞬时值是小于或大于 电容Cb上电压Vcb的二分之一即Vi < Vcb/2, Vi > Vcb/2两个阶段进行说明。1. Vi < Vcb/21. 1.第一开关SI开通，第二开关S2关断，设Vcl < Vcb/2，Vc2 = 0伏。市电Vi 经第三二极管D3 (或第五二极管D5)、贮能电感Lb、第一二极管D1、第一电感L1、第一开关 S1、第二电容C2、第六二极管D6(或第四二极管D4)回路使贮能电感Lb、第二电容C2发生 串联谐振(因Lb >> L1，故忽略第一电感L1在串联谐振中的作用)，贮能电感Lb中的电 流即市电输入电流Ii和第二电容C2上的电压Vc2分别从零开始上升，当第一开关S 1开 通时间等于贮能电感Lb、第二电容C2谐振周期的1/4即下两式中的a =90°时，市电输 入电流 Ii 上升到最大值Ii= Vi /V-- Sina= Vi/V^"- (1)，第二电容C2上的电压 Vc2 上升到Vc2 = Vi(l_Cosa ) = Vi (2),当SI开通时间等于Lb、C2谐振周期的1/2即上两式中a =180°时，Ii下降到 零，Vc2上升到最大值Vc2 = 2Vi。Lb、C2串联谐振电路完成了前半个周期。在S1开通瞬间，Vcl经D1、S1加在L1上，Vc3经S1加在Np上，瞬间消除了 Vcb加 在Np上的电压，因Vcb-Vcl-Vc3-Vc4 = -Vcl < 0伏，即SI开通瞬间Cb不能向电路供电， S1开通后C1经D1、L1、S1串联谐振回路放电，当S1开通时间为L1、C1谐振周期的1/4时， L1中的电流达到最大值Vcl/V^，Vcl = 0伏，C1中的能量全部转移到L1中，此时Vcb经 1^1、51、〔4、1^2加到恥上，把03中的能量经T传向输出端。这时如L1中的电流大于Cb供 出的电流，则L1上的电压反相和Vcb串联向电路供电，同时向C1反向充电。由于S1开通 前LI、L2中的电流为零，为S1零电流开启创造了条件，另一路Vc3经S1加在Np上，把C3 中的能量经T传向输出端，使S1有一定的开启电流，此电流受T漏感和C3容量小的限制， 故认为S1在准零电流状态下开通。1. 2.开关 S1、S2 关断S1关断时，由于Vc2 = 2Vi < Vcb使SI在准零电压状态下关断，如Vc2 > Vc4, 则Vc2经C4、L2、D2加在Np上，使Np上电压极性保持不变，C2开始放电，并把能量经变压 器T传向输出端，当Vc2 = Vc4时，变压器T中的漏感电压和L2上电压极性变反，把漏感、 L2、C2中的能量继续经变压器T传向输出端，提高了校正变换器的功率传送能力和效率，当 漏感能量传送完毕，L2上反向电压加上Vc2等于Vc4时，电感LI、L2产生的反压经Vcb被 Vc3+Vc4钳位，给C3、C4充电，C2的放电受到该钳位电压限制保留一定的电压。L1、L2能量 传送完毕所需的时间为L1+L2和串联电容C3、C4串联谐振周期的1/4。1. 3.开关S2开通S1关断市电乂1经03(或05)让、(1、52、1^2、02、06(或04)回路使Lb、C1发生串联揩振，Lb中电流即市电输入电流Ii和电容C1上电压Vcl分别从零开始上升，当S2开通时间等于 Lb、C1谐振周期1/4时，Ii上升到最大值:Ii=Vi/V—，Vcl上升到:Vcl = Vi，当S2开通 时间等于Lb、C1谐振周期的1/2时，Ii下降到零，Vcl上升到最大值Vcl = 2Vi，Lb、C1串 联谐振电路又完成了后半个周期。因开关S1关断到开关S2开通之间死区很小，即市电输 入电流Ii从S1关断到下降为零到S2开通从零开始上升之间时间很短，故认为市电输入电 流Ii为临界导电模式。在S2开通瞬间，Vc2经S2、D2加在L2上，Vc4经S2加在Np上，瞬间消除了 Vcb 加在Np上的电压，因为Vcb-Vc3-Vc4-Vc2 = _Vc2 < 0伏，即S2开通瞬间Cb不能向电路 供电，S2开通后，C2经S2、L2、D2串联谐振回路放电，当S2开通时间等于L2、C2谐振周期 1/4时，L2中的电流达到最大值Vc2/V^ ,Vc2 = 0伏，C2中的能量全部转移到L2中，此 时Vcb经Ll，C3，S2，L2加在Np上，把Cb中的能量经变压器T传向输出端。这时如L2中 的电流大于Cb供出的电流，则L2上的电压极性变反和Vcb串联向电路供电，并向C2反向 充电。由于S2开通前，L1、L2中的电流为零，为S2零电流开启创造了条件。另一路Vc4经 S2加在Np上，把C4中的能量经变压器T传向输出端，使S2有一定的开启电流，该电流受变 压器T中漏感和C4容量小的限制，故认为S2在准零电流状态下开通。到此，该校正变换器 在Vi < Vcb/2条件下完成了一个工作周期。2. Vi > Vcb/22. 1.开关 SI 开通，S2 关断设 Vcl 彡 Vcb/2，Vc2(0)彡 Vcb/2，li(0) > 0 安。说 明Vc2(0)为S1开通前C2上电压，li(0)为S1开通前市电输入电流的续流值。51开通，市电乂1经03(或05)、让、01、51、〔2、06(或04)回路使Lb、C2发生串联 谐振，Lb中的电流即市电输入电流Ii从li(0)开始上升，Vc2从Vc2(0)开始上升。Ii和 Vc2随时间变化遵从下列两个恒定电压输入下的完全响应公式。因校正变换器工作频率远 大于市电Vi的固有频率，故认为在校正变换器工作周期内Vi为恒定值。Ii=-[Vc2(0)-Vi] V^ Sina+Ii(0)Cosa(1)Vc2= [Vc2 (0) -Vi]Cos a +Ii (0) V^Sin a +Vi(2)当SI开通时间小于Lb、C2谐振周期1/4，即上两式中a < 90°的某值时，Ii上 升到最大值，该值大于Vi/ V—，电容C2的电压上升到Vc2 = Vi，当SI开通时间小于Lb、C2 谐振周期1/2，即上两式中的a < 180°某值时，Ii下降到零，Vc2上升到最大值，该值大 于2Vi，Lb、C2串联谐振电路完成前半个工作周期。当Vc2 = Vcb时，C2充电被Vcb钳位， 市电输入电流Ii即03中电流经03(或05)、让、01、03、02、06(或04)^1回路向Cb充电， 形成续流，Ii的续流时间为Lb Ii/(Vcb-Vi)，Vi越大，续流时间越长。在S1开通瞬间，Vcl经Dl、S1加在L1上，Vc3经S1加在Np上，瞬间消除了 Vcb 加在Np上的电压，因为:Vcb-Vcl-Vc3-Vc4 = -Vcl < 0伏，即SI开通瞬间Cb不能向电路 供电，S1开通后，C1经Dl、Ll、S1串联谐振回路放电，当S1开通时间等于Ll、C1谐振周期 1/4时，11中电流达到最大值，Vcl = 0伏，C1中的能量全部转移到L1中，此时Vcb经L1、 S1、C4、L2加在Np上，把Cb中的能量经变压器T传向输出端，这时如Ll中的电流大于Cb供 出的电流，则L1中的电压极性变反和Vcb串联向电路供电，并向C1反向充电。由于S1开 通前，Ll、L2中的电流为零，为S1零电流开启和减小二极管D2反向恢复功耗创造了条件， 由于S1开启时Vcl加在L1上且Vc2上有一定的电压，使D2的反向恢复功耗更小。另一路Vc3经SI加在Np上，把C3中的能量经变压器T传向输出端，使S1有一定的开启电流，该电 流受变压器T中漏感和C3容量小的限制，故认为S1在准零电流状态下开通。2.2.开关 S1、S2 关断S1关断时，由于Vc2 = Vcb，Vc2经C4、L2、D2加在Np上，使Np上电压值及极性保 持不变，使S1零电压关断，C2开始放电，并经变压器T把能量传向输出端。当Vc2 = Vc4 时、变压器T中的漏感电压和L2上的电压极性反向，把漏感、L2、C2中的能量继续经变压器 T传向输出端，提高了校正变换器功率传送能力和效率。当漏感能量传送完毕，L2上电压 加上Vc2等于Vc4时，电感L2、L1上反向电压经Vcb被Vc3+Vc4钳位，给C3、C4充电，C2放 电受到该钳位电压的限制保留较大的电压值，LI、L2能量传送完毕所需的时间为L1+L2和 串联电容C3、C4串联谐振周期1/4。在S1关断的同时，Lb中的电流Ii经CI、C4、L2、D2、 D6 (或D4)、Vi、D3 (或D5)加在Np上，使市电VI和Lb中的能量直接经变压器T传向输出 端，进一步提高了校正变换器的功率传送能力和效率并减小了开关的电流应力。当Vi在峰 值附近使C1充电值Vcl = Vc3的同时，Lb中的电流经01、1^1、03、恥、〔2、06(或04)、乂土、 D3(或 D5)给 C2 充电，使 Vc2 = Vc4，然后经 Dl、Cb、D2、D6 (或 D4)、Vi、D3 (或 D5)回路给 Cb充电，形成续流。2.3.开关 S2 开通，S1 关断，设 S2 开通前，Vc2 彡 Vcb/2，Vcl(0)彡 Vcb/2，li(0) >0安。说明，Vcl (0)为S2开通前C1上电压，li(0)为S2开通前市电输入电流的续流值。52开通^1经03(或05)、让、(1、52、1^2、02、06(或04)回路使 Lb、C1 发生串联 谐振，Ii从Ii (0)开始上升，Vcl从Vcl (0)开始上升，Ii和Vcl随时间变化遵从下列两个 恒定电压输入下的完全响应公式。Ii=-[Vcl(0)-Vi] V^ Sina +Ii(0)Cosa(1)Vc2=[Vcl(0)-Vi]Cosa +li(0) Sina +Vi(2)当S2开通时间小于Lb、Cl谐振周期1/4即上两式中a < 90°某值时，Ii上升到 最大值，Vcl上升到Vi。当S2开通时间小于Lb、Cl谐振周期1/2即上两式中的a <180° 某值时，Ii下降到零，Vcl上升到最大值，Lb、C1串联谐振电路又完成了下半个工作周期。 当Vc 1 = Vcb时，C1充电被Vcb钳位，市电输入电流I i即Lb中电流经D3 (或D5)、Lb、D1、 Cb、D2、D6(或D4)、Vi回路向Cb充电形成续流，Ii的续流时间为:Lb Ii/(Vcb_Vi)，Vi越 大，续流时间越长，市电输入电流Ii进入连续导电模式。在S2开通瞬间，Vc2经S2、D2、加在L2上，Vc4经S2加在Np上，瞬间消除了 Vcb 加在Np上的电压，因为Vcb-Vc3-Vc4-Vc2 = -Vc2 < 0伏，即S2开通瞬间Cb不能向电路供 电，S2开通后，C2经S2、L2、D2串联谐振回路放电，当S2开通时间等于C2、L2谐振周期1/4 时，L2中电流达到最大值，Vc2 = 0伏，C2中能量全部转移到L2中，此时Vcb经L1、C3、S2、 L2加在Np上，把Cb中的能量经变压器T传向输出端。这时如L2中的电流大于Cb供出的 电流，则L2上的电压极性变反和Vcb串联向电路供电，并向C2反向充电。由于S2开通前， L1、L2中的电流为零，为S2零电流开启和减小二极管D1反向恢复功耗创造了条件，由于S2 开启时Vc2加在L2上，且Vcl有一定的电压值，故D1的反向恢复功耗更小。另一路Vc4经 S2加在Np上，把C4的能量经变压器T传向输出端，使S2有一定的开启电流，此电流受变压 器T漏感和C4容量小限制，故认为S2在准零电流状态下开通。到此该校正变换器在Vi > Vcb/2条件下完成了一个工作周期。
在图2中，除桥式电路外，其余结构同图1所示的实施例。所述的桥式电路包括变压器T，变压器T有两个初级绕组Npl、Np2。变压器T第一 初级绕组Npl的一端、第一开关S1的另一端和第二开关S2的一端汇接形成桥式电路的一 个中端，第一开关S1的一端、第三电容C3的一端和第三开关S3的一端汇接形成桥式电路 的上端，第二开关S2的另一端、第四电容C4的另一端和第四开关S4的另一端汇接形成桥 式电路的下端，变压器T第一初级绕组Npl的另一端、第三电容C3的另一端、第四电容C4 的一端和第二初级绕组Np2的一端汇接，第二初级绕组Np2的另一端、第三开关S3的另一 端、第四开关S4的一端汇接形成桥式电路的另一个中端。该实施例的优点是使开关SI、S2、S3、S4电流应力下降到图1中SI、S2电流应力 的二分之一，电路由半桥转化为全桥，提高了输出功率的能力。在了解了本发明图1工作过程后，图2提高功率因数和效率的工作过程很容易理 解，不再叙述。在图3中，该校正变换器包括输入整流电路、贮能电感Lb、贮能电容Cb和桥式电 路，市电两端分接输入整流电路两市电输入端，贮能电感Lb的一端接输入整流电路的正输 出端，贮能电感Lb的另一端、贮能电容Cb的正极和桥式电路上端汇接，贮能电容Cb的负 极、第一二极管D1的正极、第二二极管D2的正极和第二电感L2的一端汇接，第一电容C1的 一端与桥式电路的一个中端汇接，第一电容C1的另一端、第一二极管D1的负极和输入整流 电路的一个负输出端汇接，第二电容C2的一端与桥式电路的另一个中端汇接，第二电容C2 的另一端、第二二极管D2的负极和输入整流电路的另一个负输出端汇接，第二电感L2的另 一端接桥式电路的下端，桥式电路中的变压器T的次级绕组Nsl、Ns2接有图7所示的输出 整流滤波电路。所述的输入整流电路是第三二极管D3正极、第四二极管D4负极和第五二极管D5 负极汇接形成一个市电输入端，第六二极管D6正极、第七二极管D7负极和第八二极管D8 负极汇接形成另一个市电输入端，第三二极管D3负极和第六二极管D6负极汇接形成正输 出端，第四二极管D4正极和第七二极管D7正极汇接形成一个负输出端，第五二极管D5正 极和第八二极管D8正极汇接形成另一个负输出端。所述的桥式电路包括变压器T，变压器T第一初级绕组Npl的一端、第一开关SI的 另一端和第二开关S2的一端汇接形成桥式电路的一个中端，第一开关S1的一端和第三开 关S3的一端汇接形成桥式电路的上端，第二开关S2的另一端、第四电容C4的另一端和第 四开关S4的另一端汇接形成桥式电路的下端，变压器T第一初级绕组Npl的另一端、第四 电容C4的一端和第二初级绕组Np2的一端汇接，第二初级绕组Np2的另一端、第三开关S3 的另一端和第四开关S4的一端汇接形成桥式电路的另一个中端。所述的桥式电路中的变压器T第一初级绕组Npl的另一端、第四电容C4的一端和 第二初级绕组Np2的一端汇接处与桥式电路的上端之间接有第三电容C3。所述的贮能电感Lb的另一端和贮能电容Cb的正极汇接处与桥式电路上端之间串 接有第一电感L1。该实施例的优点是进一步提高了输入整流电路的效率，均衡了开关SI、S2、S3、S4 来自输入电流应力，二极管D1、D2相当于并联，减小了正向功耗和反向恢复功耗。工作过程为了方便说明，设电容CI = C2、C3 = C4、Npl = Np2,电容Cb、C3、C4上有一定电压，且Vc3 = Vc4 = Vcb/2, Lb、CI (或C2)串联谐振频率等于校正变换器工作频 率。开关关断与开通之间有一定死区。以市电Vi瞬时值是小于或大于电容Cb上电压Vcb 二分之一即Vi < Vcb/2, Vi > Vcb/2两个阶段进行说明。1. Vi < Vcb/21.1.开关 S1、S4 开通，开关 S2、S3 关断，设 Vcl = 0 伏，Vc2 < Vcb/2。市电乂1经03(或06)、让丄1、51、(1、07(或04)回路使Lb、Cl发生串联谐振(因 Lb >> L1，故忽略L1在串联谐振中作用)，Lb中的电流即市电输入电流Ii和电容C1上的 电压Vcl分别从零开始上升，当S1、S4开通时间等于Lb、Cl谐振周期1/4即下两式中a = 90° 时，Ii 上升到最大值Ii=Vi/V“Sina=Vi/V:(1)Vcl 上升到Vcl = Vi(l_Cosa ) = Vi (2)当开关S1、S4开通时间等于Lb、Cl谐振周期性1/2即上两式中的a = 180°时， Ii下降到零，Vcl上升到最大值，Vcl = 2Vi。Lb、C1串联谐振电路完成了前半个周期。在开关SI、S4开通瞬间，Vc2经开关S4、二极管D2加在L2上、Vc3、Vc4分别经开 关SI、S4加在Npl、Np2上，瞬间消除了 Vcb加在Npl、Np2上电压，因为Vcb-Vc3-Vc4_Vc2 =-Vc2 < 0伏，即开关S1、S4开通瞬间Cb不能向电路供电。开关S1、S4开通后，C2经S4、 L2、D2串联谐振电路放电，当SI、S4开通时间等于L2、C2谐振周期1/4时，L2中的电流达 到最大值Vc2/V‘，Vc2 = 0伏，C2中能量全部转移到L2中。此时Vcb经L1、S1、S4、L2加 到Npl、Np2上，把Cb中的能量经变压器T传向输出端。这时如L2中的电流大于Cb供出 电流则L2上电压极性变反和Vcb串联向电路供电，同时向C2反向充电。由于S1、S4开通 前L1、L2中的电流为零，为S1、S4零电流开通创造了条件。另两路Vc3、Vc4经S1、S4加在 Npl、Np2上，把C3、C4中的能量经变压器T传向输出端，使SI、S4有一定的开启电流，该电 流受变压器T漏感和C3、C4容量小的限制，故认为SI、S4在准零电流状态下开通。1.2.开关 S1、S4、S2、S3 关断S1、S4关断时由于Vcl = 2Vi < Vcb，使开关S1、S4在准零电压状态下关断，如Vcl > Vc4，则Vcl经C4、L2、D1加在Npl上，使Npl上电压极性保持不变。C1开始放电，并把能 量经T传向输出端。当Vcl = Vc4时，T中漏感电压和L2上电压极性变反，把漏感、L2、C1 中的能量继续经T传向输出端。提高了校正变换器传送功率能力和效率。当漏感能量传送 完毕，L2上反向电压加Vcl等于Vc4时，L2、L1产生的反向电压经Vcb被Vc3+Vc4钳位，给 C3、C4充电，C1放电受该钳位电压限制，保留一定的电压值。L1、L2能量传送完毕所需时间 为:L1+L2和串联电容C3、C4串联谐振周期1/4。1.3.开关 S2、S3 开通 S1、S4 关断。市电乂1经03(或06)让、1^1、53、〔2、08(或05)回路使让、〔2发生串联谐振。市 电输入电流Ii和电容C2上的电压Vc2分别从零开始上升，当S2、S3开通时间等于Lb、C2 谐振周期1/4时，Ii上升到最大值，Vc2上升到Vc2 = Vi，当S2、S3开通时间等于Lb、C2谐 振周期1/2时，Ii下降到零，Vc2上升到最大值Vc2 = 2Vi。Lb、C2串联谐振电路又完成了 后半个周期。因SI、S4关断到S2、S3开通之间死区很小，即市电输入电流Ii从SI、S4关 断时下降为零到S2、S3开通从零开始上升之间时间很短，故认为市电输入电流Ii为临界导 电模式。在S2、S3开通瞬间，Vcl经S2、D1加在L2上，Vc3、Vc4分别经S3、S2加在Np2、Npl
11上，瞬间消除了 Vcb加在Np2、Npl上电压，因为Vcb-Vc3-Vc4-Vcl = -Vcl < 0伏，即S2、S3 开通瞬间Cb不能向电路供电。S2、S3开通后，C1经S2、L2、D1串联谐振回路放电，当S2、S3 开通时间等于L2、C1谐振周期1/4时，L2中的电流达到最大值，Vcl = 0伏。C1中能量全 部转移到L2中，此时Vcb经L1、S3、S2、L2加在Np2、Npl上，把Cb中能量经T传向输出端。 这时如L2中电流大于Cb供出电流，则L2上电压极性变反和Vcb串联向电路供电，并向C1 反向充电。由于S2、S3开通前L1、L2中的电流为零，为S2、S3零电流开启创造了条件。另 两路Vc3、Vc4分别经S3、S2加在Np2、Npl上，把C3、C4中能量经T传向输出端。使S2、S3 有一定的开启电流。此电流受T漏感和C3、C4容量小的限制，故认为S2、S3在准零电流状 态下开通。到此该校正变换器在Vi < Vcb/2条件下完成了一个工作周期。2. Vi > Vcb/22. 1.开关 SI、S4 开通，S2、S3 关断，设 Vcl (0) ^ Vcb/2, Vc2 ^ Vcb/2, Ii (0) > 0 安。说明Vcl(0)为S1、S4开通前C1上电压，li(0)为S1、S4开通前市电输入电流续流值。开关31、54开通，市电乂1经03(或06)、让、1^1、51、(1、07(或04)回路使Lb、Cl 发生串联谐振，Lb中的电流即市电输入电流Ii从li(0)开始上升，电容C1上电压Vcl从 Vcl(0)开始上升，Ii和Vcl随时间变化分别分别遵从下列两个恒定电压输入下的完全响应 公式Ii=-[Vcl(0)-Vi] Sina+Ii(0) Cos a(1)Vcl=[Vcl(0) -Vi]Cosa +li(0) V~Sin a +Vi(2)当S1、S4开通时间小于Lb、CI谐振周期1/4即上两式中a < 90°某值时，Ii上 升到最大值，此值大于Vi/V‘，Vcl =Vi。当S1、S4开通时间小于Lb、Cl谐振周期1/2即 上两式中a <180°某值时，Ii下降到零。Vcl上升到最大值，该值大于2Vi。Lb、Cl串联 谐振电路完成了前半个周期。当Vcl = Vcb时，电容C1的充电被Vcb钳位，Lb中的电流即 市电输入电流Ii经D3(或D6)、Lb、Cb、Dl接D7(或D4)与D2接D8 (或D5)并联电路，Vi 回路给Cb充电形成续流，Ii的续流时间为Lb Ii/(Vcb-Vi)，Vi越大续流时间越长。在SI、S4开通瞬间，Vc2经S4、D2加在L2上，Vc3、Vc4分别经SI、S4加在Npl、 Np2上，瞬间消除了 Vcb加在Npl、Np2上电压，因为:Vcb-Vc3-Vc4-Vc2 = -Vc2 < 0伏，即 SI、S4开通瞬间Cb不能向电路供电。SI、S4开通后，C2经S4、L2、D2串联谐振电路放电， 当SI、S4开通时间等于L2、C2谐振周期1/4时，L2中电流达到最大值Vc2/ V^，Vc2 = 0伏。C2中能量全部转移到L2中，此时Vcb经L1、S1、S4、L2加在Npl、Np2上把Cb中的能 量经T传向输出端。这时如L2中的电流大于Cb供出的电流，则L2上电压极性变反和Vcb 串联向电路供电，并向C2反向充电。由于S1、S4开通前L2、L1中的电流为零，为S1、S4零 电流开启和减小二极管D1反向恢复功耗创造了条件，由于SI、S4开启前C1上有一定的电 压，且Ii的续流由D1、D2分流使二极管D1反向恢复功耗更小。另两路Vc3、Vc4分别经S1、 S4加在Npl、Np2上，把C3、C4中的能量经T传向输出端，使SI、S4有一定的开启电流。此 电流受T漏感和C3、C4容量小限制，故认为SI、S4在准零电流状态下开通。2. 2.开关 S1、S4、S2、S3 关断S1、S4关断时，由于Vcl = Vcb, Vcl经C4、L2、D1加在Npl上，使Npl上电压值及 极性保持不变，使SI、S4零电压关断。C1开始放电，并把能量经T传向输出端。当Vcl = Vc4时，T中漏感和L2上电压极性变反，把漏感、L2、C1中的能量继续经T传向输出端，提高
权利要求
一种单级桥式功率因数校正变换器电路，该校正变换器包括输入整流电路、贮能电感、贮能电容和桥式电路，市电两端分接输入整流电路两市电输入端，贮能电感的一端接输入整流电路的正输出端，其特征在于贮能电感的另一端、第一电容的一端和第一二极管的正极汇接，第一二极管的负极、贮能电容的正极和第一电感的一端汇接，第一电感的另一端接桥式电路上端，第一电容的另一端、第二电容的一端和桥式电路的中端汇接，第二电容的另一端、第二二极管的负极和输入整流电路的负输出端汇接，第二二极管的正极、贮能电容的负极和第二电感的一端汇接，第二电感的另一端接桥式电路的下端，桥式电路中的变压器的次级绕组接有输出整流滤波电路。
2.根据权利要求1所述的单级桥式功率因数校正变换器电路，其特征在于桥式电路包 括变压器，变压器第一初级绕组的一端、第一开关的另一端，第二开关的一端汇接形成桥式 电路的一个中端，第一开关的一端、第三电容的一端和第三开关的一端汇接形成桥式电路 的上端，第二开关的另一端、第四电容的另一端和第四开关的另一端汇接形成桥式电路的 下端，变压器第一初级绕组的另一端、第三电容的另一端、第四电容的一端和第二初级绕组 的一端汇接，第二初级绕组的另一端、第三开关的另一端、第四开关的一端汇接形成桥式电 路的另一个中端。
3.一种单级桥式功率因数校正变换器电路，该校正变换器包括输入整流电路、贮能电 感、贮能电容和桥式电路，其特征在于市电两端分接输入整流电路两市电输入端，贮能电感 的一端接输入整流电路的正输出端，贮能电感的另一端、贮能电容的正极和桥式电路上端 汇接，贮能电容的负极、第一二极管的正极、第二二极管的正极和第二电感的一端汇接，第 一电容的一端与桥式电路的一个中端汇接，第一电容的另一端、第一二极管的负极和输入 整流电路的一个负输出端汇接，第二电容的一端与桥式电路的另一个中端汇接，第二电容 的另一端、第二二极管的负极和输入整流电路的另一个负输出端汇接，第二电感的另一端 接桥式电路的下端，桥式电路中的变压器的次级绕组接有输出整流滤波电路。
4.根据权利要求3所述的单级桥式功率因数校正变换器电路，其特征在于输入整流 电路是第三二极管正极、第四二极管负极和第五二极管负极汇接形成一个市电输入端，第 六二极管正极、第七二极管负极和第八二极管负极汇接形成另一个市电输入端，第三二极 管负极和第六二极管负极汇接形成正输出端，第四二极管正极和第七二极管正极汇接形成 一个负输出端，第五二极管正极和第八二极管正极汇接形成另一个负输出端。
5.根据权利要求3所述的单级桥式功率因数校正变换器电路，其特征在于桥式电路包 括变压器，变压器第一初级绕组的一端、第一开关的另一端和第二开关的一端汇接形成桥 式电路的一个中端，第一开关的一端和第三开关的一端汇接形成桥式电路的上端，第二开 关的另一端、第四电容的另一端和第四开关的另一端汇接形成桥式电路的下端，变压器第 一初级绕组的另一端、第四电容的一端和第二初级绕组的一端汇接，第二初级绕组的另一 端、第三开关的另一端和第四开关的一端汇接形成桥式电路的另一个中端。
6.根据权利要求3所述的单级桥式功率因数校正变换器电路，其特征在于桥式电路中 的变压器第一初级绕组的另一端、第四电容的一端和第二初级绕组的一端汇接处与桥式电 路的上端之间接有第三电容，贮能电感的另一端和贮能电容的正极汇接处与桥式电路上端 之间串接有第一电感。
7.一种单级桥式功率因数校正变换器电路，该校正变换器包括输入整流电路、贮能电感、贮能电容和桥式电路，其特征在于市电两端分接输入整流电路两市电输入端，贮能电感 的一端接输入整流电路的负输出端，贮能电感的另一端、贮能电容的负极和桥式电路下端 汇接，贮能电容的正极、第一二极管的负极、第二二极管的负极和第一电感的一端汇接，第 一电容的另一端与桥式电路的一个中端汇接，第一电容的一端、第二二极管的正极和输入 整流电路的另一个正输出端汇接，第二电容的另一端与桥式电路的另一个中端汇接，第二 电容的一端、第一二极管的正极和输入整流电路的一个正输出端汇接，第一电感的另一端 接桥式电路的上端，桥式电路中的变压器的次级绕组接有输出整流滤波电路。
8.根据权利要求7所述的单级桥式功率因数校正变换器电路，其特征在于输入整流 电路是第三二极管正极、第四二极管正极和第五二极管负极汇接形成一个市电输入端，第 六二极管正极、第七二极管正极和第八二极管负极汇接形成另一个市电输入端，第三二极 管负极和第六二极管负极汇接形成一个正输出端，第四二极管负极和第七二极管负极汇接 形成另一个正输出端，第五二极管正极和第八二极管正极汇接形成负输出端。
9.根据权利要求7所述的单级桥式功率因数校正变换器电路，其特征在于桥式电路包 括变压器，变压器第一初级绕组的一端、第一开关的另一端和第二开关的一端汇接形成桥 式电路的一个中端，第二开关的另一端和第四开关的另一端汇接形成桥式电路的下端，第 一开关的一端、第三电容的一端和第三开关的一端汇接形成桥式电路的上端，变压器第一 初级绕组的另一端、第三电容的另一端和第二初级绕组的一端汇接，第二初级绕组的另一 端、第三开关的另一端和第四开关的一端汇接形成桥式电路的另一个中端。
10.根据权利要求7所述的单级桥式功率因数校正变换器电路，其特征在于桥式电路 中的变压器第一初级绕组的另一端、第三电容的另一端和第二初级绕组的一端汇接处与桥 式电路的下端之间接有第四电容，贮能电感的另一端和贮能电容的负极汇接处与桥式电路 下端之间串接有第二电感。
全文摘要
本发明公开了一种单级桥式功率因数校正变换器电路，该器包括输入整流电路，贮能电感一端接输入整流电路的正输出端，贮能电感另一端、第一电容的一端和第一二极管的正极汇接，第一二极管的负极、贮能电容的正极和第一电感的一端汇接，第一电感的另一端接桥式电路上端，第一电容的另一端、第二电容的一端和桥式电路的中端汇接，第二电容的另一端、第二二极管的负极和输入整流电路的负输出端汇接，第二二极管的正极、贮能电容的负极和第二电感的一端汇接，第二电感的另一端接桥式电路的下端，桥式电路接有输出整流滤波电路。开关不需要体内二极管或外并二极管，电路简单，功率因数、效率高，成本低，体积小。适合做各种功率的高性能开关电源。
文档编号H02M1/42GK101980434SQ201010514888
公开日2011年2月23日 申请日期2010年10月16日 优先权日2010年10月16日
发明者曹文领, 胡广禄 申请人:曹文领