专利名称：用于控制功率因数校正电路中的升压转换器的方法和电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及用于主动式功率因数校正(PFC，Power Factor Correction)、即借助于由控制单元主动闭合断开(getaktet)的开关的方法以及装置。
背景技术：
本发明的技术领域特别是交流电压/直流电压功率转换器中的功率因数校正。功率因数校正影响电子设备如何从电网中获取电流的方式。已知电网交流电压具有随着时间正弦曲线形的变化过程。因此，在理想状态下从电网中获取的电流同样应具有随着时间正弦曲线形的变化过程。但这种理想情况不会一直存在，而是该电流甚至可能明显偏离正弦包络曲线。如果所获取的电流不是正弦曲线形的，则在电网电流中产生高次谐波。供电网络中的该高次谐波电流应在功率因数校正电路的帮助下减少。根据DE 10 2004 025 597A1已知一种用于功率因数的电路，该电路具有由整流过的电网电压供电的电感器；闭合断开的开关，所述电感器通过该开关反复的闭合和断开而被磁化和去磁化；二极管，电感器的放电电流借助于该二极管被提供至电路的输出端； 具有监测管脚和控制管脚的控制单元，其中控制管脚对开关给出控制信号；以及与开关并联的分压器，其中间连接点与监测管脚连接。由已知电路产生的输出端直流电压通过下述方式保持恒定，即控制单元在开关断开时将作为实际值提供给监测管脚的电压与额定值比较，且对应于比较结果延长或者缩短开关的接通时间。由分压器的中间连接点提供给监测管脚的电压等于电路的在导通的二极管上减小的电压降的输出端直流电压。同样获取由分压器提供给监测管脚的电压的已知控制单元获取闭合的开关何时必须再次接通的信息，更确切的说当该电压向下弯折时。该弯折为通过电感器的放电电流已经到达零位线且二极管再次转移到不导通状态的结果。在结果中，参照已知的电路确定，提供给监测管脚的信息仅间接涉及受监测的参数，即一方面通过电感器的放电电流的交零点的达到和另一方面输出端直流电压的实际值。这具有下述结果，即通过已知的电路不是总可以在特别的(非标准)的条件下，例如在通过开关的过电流、极度负载变换或者电网电压下降的情况下，确保无干扰的工作。
发明内容
因此本发明的目的在于，提供一种用于功率因数校正的方法和电路。所述方法和电路避免上述缺点，而不必须要求其他的监测管脚。根据第一方案，本发明提供一种用于功率因数校正的方法，在该方法中为电感器供给直流电压或者整流过的输入端交流电压，该电感器借助于通过控制单元控制闭合断开的开关通过该开关的闭合和断开而反复磁化和去磁化，且电感器的放电电流通过二极管提供至输出端，其中在与控制单元连接的公共测量点处直接或者间接地对下述进行测量-在开关断开的情况下输出端处的电压和电感器的放电电流达到零位线的时间点，以及-在开关闭合的情况下流过开关的电流。针对其他的回馈值，例如输入端电压可以设有其它的测量点。公共测量点优选通过至少一个电阻器与位于二极管的输出端侧或者输入端侧的连接点(Abgriffspunkt)连接。在开关闭合的情况下，输出端直流电压在公共测量点处叠加开关电流。在开关闭合的情况下，流过该开关的电流由控制单元进行分析以确定断开时间点和/或用于获取过流。本发明的另一方案涉及用于针对交流电压/直流电压转换器的功率因数校正的方法，在该方法中，为电感器供给直流电压或者整流过的输入端交流电压，该电感器借助于通过控制单元闭合断开的开关通过该开关的闭合和断开而反复磁化和去磁化，且电感器的放电电流通过二极管提供至转换器的输出端，其中在开关断开的情况下在与控制单元连接的公共测量点处直接或者间接测量输出端处的电压和电感器的放电电流达到零位线的时间点，且其中公共测量点优选通过至少一个电阻器与位于二极管的输出端侧的连接点连接。公共测量点还可以优选通过至少一个另一电阻器与在电感器与二极管之间的另一连接点连接。闭合开关S的时间点可以在时间上位于放电电流达到零位线之后。为确定在开关断开的情况下电感器的放电电流达到零位线的时间点，可以分析在公共测量点处的信号的特征性变化。输入端电压可以由于监测和测量的参数以及开关的闭合和/或断开时间以计算的方式确定，或者在同样与控制单元连接的其他测量点获得。可以以所谓的“突然关闭”方式执行对输出端直流电压的测量，其中开关的闭合时间尽可能短且断开时间尽可能长地选择，使得实际上不发生能量转移。此外，本发明涉及集成电路，特别涉及ASIC、微控制器或者混合技术，用于实施根据权利要求中任一项所述的方法。本发明还涉及用于照明用具的驱动设备，具有上述类型的电路；以及涉及光源，具有上述类型的驱动设备以及一个或者多个连接的照明用具，如气体放电灯、LED或者0LED。
下文中，根据附图描述一实施例。附图中图1为交流电压_/直流电压功率转换器中的功率因数校正电路的示意性电路图；图2(a)至图2(c)示出了具有根据图1所示的电路的与时间相关的工作参数的图表；图3详细示出了在开关S闭合且电感器L被磁化的阶段中的信号变化过程；以及图4详细示出了在电感器L被去磁化且二极管D切换成不导通状态即截止状态之后的阶段中的信号变化过程。
具体实施例方式
在根据图1所示的电路的输入端处，第一平流电容器Cl在高电势输入端连接点与地之间的第一并联电路中，给该第一平流电容器Cl通过整流后的交流电压vrec。该整流后的交流电压Vrec通过电网电压的整流而产生，且相应地由相同极性的正弦半波构成。平流电容器Cl平滑输入端交流电压vrec，理想状态下，由此对于开关S的多个开关周期的时间段形成几乎恒定的输入端直流电压vin，该直流电压vin在图2 (a)中以虚线示出。该对于一段时间几乎恒定的输入端直流电压通过下述方式产生，即输入端交流电压vrec以与开关S的开关频率成比例的非常低的频率变化。(可替选地或者额外地，也可以提供例如基于蓄电池或者电池的DC-电源电压，如紧急照明设备特别是这种情况。)在电路的串联电路中，在平流电容器Cl之后为电感器L和二极管D。在电感器L 和二极管D的连接点与地之间延伸出由H形网络构成的第二并联电路。第一 H柱由电子开关(优选FET)和分流电阻器Rsh的串联电路构成。第二 H柱包括由两个电阻器RdI和Rd2 形成的分压器。横向柱由连接电阻器RI构成。在二极管D之后为第三并联电路，该第三并联电路包括用于输出端直流电压vout 的第二平流电容器C2，该第二平流电容器从高电势输出端连接至地。该输出端直流电压 vout在图2 (a)中以实线示出。可以看到，输出端直流电压vout高于输入端直流电压vin。 此外，耦合电阻器Rbl位于高电势输出端连接与分压器Rdl/Rd2的中间连接点之间。此外，控制单元PFC属于根据图1所示的电路，该控制单元PFC优选为实施为模拟或者数字的集成电路(即ASIC、微控制器等)，或者自身可以为这样的IC的一部分，所述IC 也包括上述电路部分。控制单元PFC仅具有一个监测管脚即Pinsens,用于获取三个参数，即放电电流的交零点、开关电流和输出端电压(“总线电压”)。对于其他参数，例如电源电压，可以设有一个或者多个其他的监测管脚。然而输入端电压也能够以计算方式且因此由其他量值来计算。Pinsens与分压器Rdl/Rd2的中间连接点以通过耦合电阻器Rbl与高电势输出端连接点连接。从PINrante为开关S提供由控制单元PFC产生的开关信号sw。优选地，两个电阻器Rdl和Rbl都具有比电阻器Rd2更高的阻值，因此Pinsens上的电压可以降低至相对于较小的值(与输入端电压vin和输出端电压vout相比)。因此可以使用低压技术来制造控制单元PFC。根据图1所示的电路的目的在于从电网中获取电流，其包络线尽可能的是正弦形的，且此外从整流过的电网电压vin中产生尽可能恒定的、即与负载无关的输出端直流电压。对此，开关以不变地重复的方式被闭合和断开。在图2(b)中示出闭合脉冲。在图2(c) 中以ton表示闭合时间，且以toff表示断开时间。图2 (a)针对两个开关周期的部分示出输出端电压vout以及在该时间周期内大致恒定的输入端电压vin。图2 (c)以实线示出流过电感器L的电流ichoke，以及以点线示出流过开关S的电流ishimt。只要开关S闭合，则通过电感器L的电流ichoke近似线性地升高。对于流过开关S的电流ishimt也是同样的情况。只要开关S闭合，则二极管D不导通，即高阻抗状态。当开关断开时，流过开关S的电流ishimt立即终止，而流过电感器L的电流ichoke由于去磁性而开始持续下降，但是通过电感器还继续运行一段时间。一旦开关S断开，则二极管D 导通，即低阻抗状态。也就是说，断开开关S的时间点确定待保持恒定的输出端直流电压vout的电平。 应理解为，该电平不可以驱动成任意高的，而是由输入端直流电压vin和电感器L的电感值限制。尽管该限制但下述情况是有效的，即若要输出端直流电压vout越高，则开关S的闭合时间ton相对于断开时间toff必须越长。当放电电流达到零点时(即当电感器L去磁化后)在放电阶段结束时开关S以延滞时间tgap再次闭合。在“临界导通模式(critical conduction mode) ”(间隔和非间隔电流驱动之间的临界驱动)驱动方式或者“非连续导通模式(discontmous conduction mode) ”驱动方式中，开关S最早当放电电流与零位线交叉时或者极性切换时再次闭合。由此可以看到，测量电压vds(见图1)通过断开的开关S向下弯折。在图2(d)也可以看到该情况。当达到该临界时刻时，二极管D也再次开始从导通变成不导通即高阻抗状态。在电路点Pinsens处为混合信号，该混合信号通过al)电阻器Rsh上的电压，a2)开关S的高电势侧的开关电压vds以及电路输出端处的输出端直流电压vout叠加产生。该混合信号从一阶段至另一阶段变化，因为部分信号变化。对于 al)仅在开关闭合时，电阻器Rsh上的(特征)电压下降，该电压对应于电感器L的充电电流ichoke。因为充电电流ichoke在开关S闭合时持续升高，混合信号的电压相应升高 (ichoke对应电流ishunt)。控制单元PFC分析该升高，以当充电电流ishunt已经达到控制电路分析的或者预定的界限值时断开开关S。对于a2)当开关S闭合时，二极管D不导通即高阻抗状态。开关电压vds在该阶段中与Rsh 上的电压相同，因为闭合的开关S短路串联电路Rdl//Rd2(以及Rdl//RI)。当开关S断开且二极管D导通时，则开关电压vds很大程度上与输出端直流电压vout —致(直至导通的二极管D上的小的电压降)。在各情况下，对于开关电压vds，在开关断开时且在断开时间 toff结束时放电电流ichoke相应减小的情况下出现电压拐点，该电压拐点对于控制单元 PFC为对应下述情况的信号，即放电电流ichoke已达到零位线且开关S现在必须再次闭合。对于a3)当开关S闭合且二极管不导通即高阻抗状态时，二极管D的高电阻将两个电阻器 Rdl和Rbl在高电势侧分隔，使得相对于当开关S断开的情况更大部分的输出端直流电压 vout在PINsens处(因为仅在Rbl//Rd2处存在电压)。在该情况下(也就是在断开开关S 之后)两个电阻器Rdl和Rbl近似并联，因为二极管导通即低阻抗状态。二极管从导通至不导通的转换(在电感器L去磁化时)具有下述结果，即输出端直流电压vout在PINsens 处的部分突然下降。电压的这种突然下降加剧了开关电压vds的上述弯折效应，且由此简化了对开关S必须再次闭合的时间点的确定。从该时间点起，在该时间点二极管D不导通 (在时间段tgap内)，混合信号由于输出端直流电压vout的大部分而很大程度地波动，且由此可以由控制单元PFC作为用于控制输出端直流电压的实际值信号进行分析，以通过与额定值的比较而获取界限值形式的用于充电电流ishunt的设定值。
在以“临界导通模式”(间隔和非间隔电流驱动之间的临界驱动)驱动方式或者 “非连续导通模式”(间隔电流驱动)驱动方式驱动PFC时，也可以在开关S再次闭合后短时间内执行对输出端直流电压的获取。从开关S再次闭合的时间点起，通过开关S的电流从零开始升高，且混合信号具有输出端直流电压vout非常多的部分。混合信号因此可以在该时间段内由控制单元PFC作为用于控制输出端直流电压的实际值信号进行分析，以通过与额定值的比较而获得针对充电电流ishimt的界限值形式的设定值。因为在开关S闭合的时刻或者此后很短的时间内，由于电路中的寄生电容的放电而可能出现短暂的电流峰值，所以当在该电流峰值消失后很短的内获取输出端直流电压是有利的，特别地，可以在获取用于确定输出端直流电压的混合信号之前，在开关S闭合之后等待预定的减弱时间。两个电阻器Rbl和Rdl的电阻值优选选择成一样大的。所述效应在该情况下是最大的，因为近似并联的电阻器Rbl和Rdl的总电阻值正好为单个电阻值的一半。低阻抗测量电阻器(分离电阻器)Rsh应选择成尽可能小，以将由于流过其的电流 ishimt而导致的不可避免的功率损失保持得尽可能的小。对于电路的基本功能，耦合电阻器Rbl不是必须的。其电阻值可以(必要时)选择成非常大，或者必要时可以完全省去。图3详细示出了在开关S闭合且电感器L磁化的阶段中的信号变化过程。二极管 D为不导通状态即截止。在该阶段中，流过电感器L的电流升高，该电感器L被磁化且由此暂存能量。用于磁化电感器L的充电电流也流过电阻器Rsh，因此在此电阻器Rsh上的电压下降。在分压器Rdl//Rd2上的电压在该阶段中相对较小，因为开关S闭合且由此电压vds 向下拉至低电势。因此，在电路点PINsens处的混合信号在此阶段期间不受电阻器Rdl上的电压的影响。输出端电压vout也在该阶段中通过分压器Rdl//Rd2而下降，使得除了在电阻器Rsh处的电压之外，在电阻器Rbl处的电压也影响电路点PINsens处的混合信号。也就是说在开关S闭合阶段期间，电路点PINsens处的混合信号由在时间上几乎不变的输出端电压vout (通过分压器Rdl//Rd2测量的)的部分和对应于升高的电流ishimt的电压共同组成。通过观察在断开开关S期间所获取的输出端电压vout可以由此确定电流ishimt (对应于电流ichoke)。也可以在分析在开关S闭合阶段期间PINsens处的混合信号的升高的情况下，执行对电流ishimt的确定和分析。图4详细示出了电感器L去磁化且二极管D转变成不导通状态即截止状态之后的阶段中的信号变化过程。在该阶段中，没有电流流过电感器L，因为其去磁化，且释放了其暂存能量。因为该开关还是断开的，所以同样无电流流过开关S。因此也无电流流过电阻器Rsh，且因此该电阻器Rsh上的(特征)电压下降。如上所述的，在该阶段中，分压器 Rdl//Rd2上的电压是对于混合信号确定的大小以及混合信号PINsens导致可以在该时间段(tgap)中被分析的输出端直流电压vout。在该电路中不测量输入端直流电压vin，尽管该输入端直流电压对于计算闭合时间ton或者用于其他功能如降低THD(减少高次谐波)或者识别紧急照明设备的关于输入端电压的大小或者类型的至少一种信息可能是必要的。但可以计算输入端直流电压vin，更确切的说根据对闭合和断开时间以及输出端直流电压的当前测量值的分析(优选地，进行对值的随时间变化的分析和/或与所存储的值的比较)进行计算。更确切的说，在此引用 DE 10 2004 025 597A1中描述的内容。
应指出，电阻器Rd2不是必需的。对于相应地设计有连接电阻器RI的情况，可以省去电阻器Rd2，且高阻抗的连接电阻器RI (与低阻抗的电阻器Rsh —起)构成代替分压器Rdl//Rd2或者Rbl//Rd2的分压器Rdl//RI或者Rbl//RI的下部电阻器(unteren Widerstand)。最后还应指出，在以非常低的负载工作的情况下或者关闭状态下中，优选应以“突然关闭”方式完成对输出端直流电压VOUt的测量，即以尽可能短的闭合时间ton以及尽可能长的断开时间toff，以使得能量转换保持尽可能的小。
权利要求
1.一种用于功率因数校正的方法，在该方法中，为电感器(L)供给直流电压或者整流过的输入端交流电压(vin)，该电感器(L)借助于通过控制单元(PFC)闭合断开的开关(S) 通过该开关的闭合和断开而反复磁化和去磁化，且所述电感器(L)的放电电流(ichoke)通过二极管⑶提供至输出端，其中在与控制单元(PFC)连接的公共测量点(Pinsens)处直接或者间接地对下述进行测量-在开关⑶断开的情况下输出端处的电压(vout)和所述电感器(L)的放电电流达到零位线的时间点，以及-在开关(S)闭合的情况下流过该开关⑶的电流(ishimt)。
2.根据权利要求1所述的方法，其中所述公共测量点(Pinsms)优选通过至少一个电阻器(Rdl)与位于所述二极管(D)的输入端侧的连接点连接。
3.根据权利要求1所述的方法，其中所述公共测量点(Pinsms)优选通过至少一个电阻器(Rbl)与位于所述二极管(D)的输出端侧的连接点连接。
4.根据前述权利要求中任一项所述的方法，其中在开关(S)闭合的情况下在所述公共测量点(Pinsms)处的开关电流(ishimt)与输出端直流电压(vout)叠加。
5.根据前述权利要求中任一项所述的方法，其中在开关(S)闭合的情况下流过该开关的电流(ishimt)由控制单元(PFC)进行分析以确定断开时间点和/或用于获取过流。
6.一种用于针对交流电压/直流电压转换器的功率因数校正的方法，在该方法中，为电感器(L)供给直流电压或者整流过的输入端交流电压(vin)，该电感器(L)借助于通过控制单元(PFC)闭合断开的开关(S)通过该开关的闭合和断开而反复磁化和去磁化，且电感器(L)的放电电流通过二极管(D)提供至转换器的输出端，其中在开关(S)断开的情况下在与控制单元(PFC)连接的公共测量点(Pinsms)处直接或者间接测量输出端处的电压 (vout)和电感器(L)的放电电流达到零位线的时间点，且其中公共测量点(Pinsms)优选通过至少一个电阻器(Rbl)与位于所述二极管(D)的输出端侧的连接点连接。
7.根据权利要求3或者6所述的方法，其中所述公共测量点(Pinsms)还优选通过至少一个另一电阻器(Rdl)与在所述电感器(L)和二极管(D)之间的另一连接点连接。
8.根据前述权利要求中任一项所述方法，其中闭合所述开关(S)的时间点在时间上位于所述放电电流达到零位线之后。
9.根据前述权利要求中任一项所述方法，其中为确定在开关(S)断开的情况下所述电感器(L)的放电电流达到零位线的时间点，在所述公共测量点(Pinsms)处的电压示出特征性变化。
10.根据前述权利要求中任一项所述方法，其中所述转换器的输入端电压(vin)由于监测和测量的参数以及开关(S)的闭合和/或断开时间以计算的方式确定，或者在同样与控制单元(PFC)连接的其他测量点获得。
11.根据前述权利要求中任一项所述方法，其中以突然关闭方式实现对输出端直流电压(vout)的测量，其中开关(S)的闭合时间(ton)尽可能短且断开时间(toff)尽可能长地选择，使得实际上不发生能量转移。
12.—种集成电路，特别是ASIC、微控制器或者混合技术，用于实施根据前述权利要求中任一项所述的方法。
13.一种用于照明用具的驱动设备，具有根据权利要求12所述的电路。
14.一种光源，具有根据权利要求13所述的驱动设备以及一个或者多个连接的照明用具，如气体放电灯、LED或者OLED。
15.一种用于交流电压/直流电压转换器的功率因数校正电路，在该电路中，为电感器 (L)供给直流电压或者整流过的输入端交流电压(vin)，该电感器(L)借助于通过控制单元 (PFC)闭合断开的开关⑶通过该开关的闭合和断开而反复磁化和去磁化，且电感器(L)的放电电流(ichoke)通过二极管(D)提供至转换器的输出端，其中在与控制单元(PFC)连接的公共测量点(Pinsms)处直接或者间接地对下述进行测量-在开关⑶断开的情况下输出端处的电压(vout)和所述电感器(L)的放电电流达到零位线的时间点，以及-在开关(S)闭合的情况下流过该开关⑶的电流(ishimt)。
16.根据权利要求15所述的功率因数校正电路，其中在开关(S)闭合的情况下，在与所述控制单元(PFC)连接的测量点(Pinsens)处也直接或者间接测量输出端处的电压(VOUt) O
17.根据权利要求15或者16所述的功率因数校正电路，其中所述公共测量点(Pinsens) 优选通过至少一个电阻器(Rbl)与位于所述二极管(D)的输出端侧的连接点连接。
18.根据权利要求15至17中任一项所述的功率因数校正电路，其中在开关(S)闭合的情况下在所述公共测量点(Pinsms)处的开关电流(ishimt)与输出端直流电压(vout)叠加。
19.根据权利要求15至18中任一项所述的功率因数校正电路，其中在开关(S)闭合的情况下流过该开关的电流(ishimt)由控制单元(PFC)分析以确定断开时间点和/或用于获取过流。
20.一种用于交流电压/直流电压转换器的功率因数校正电路，在该电路中，为电感器 (L)供给直流电压或者整流过的输入端交流电压(vin)，该电感器(L)借助于通过控制单元 (PFC)闭合断开的开关⑶通过该开关的闭合和断开而反复磁化和去磁化，且电感器(L)的放电电流通过二极管(D)提供至转换器的输出端，其中在开关( 断开的情况下在与控制单元(PFC)连接的公共测量点(Pinsms)处直接或者间接测量输出端处的电压(vout)和电感器(L)的放电电流达到零位线的时间点，且其中公共测量点(Pinsms)优选通过至少一个电阻器(Rbl)与位于所述二极管(D)的输出端侧的连接点连接。
21.根据权利要求15至20中任一项所述的功率因数校正电路，其中闭合所述开关(S) 的时间点在时间上位于所述放电电流达到零位线之后。
22.根据权利要求15至21中任一项所述的功率因数校正电路，其中为确定在开关(S) 断开的情况下所述电感器(L)的放电电流达到零点的时间点，在所述公共测量点(Pinsms) 处的电压示出特征性变化。
23.根据权利要求15至22中任一项所述的功率因数校正电路，其中所述转换器的输入端电压(vin)由于监测和测量的参数以及开关(S)的闭合和/或断开时间以计算的方式确定，或者在同样与控制单元(PFC)连接的其他测量点获得。
24.根据权利要求15至23中任一项所述的功率因数校正电路，其中以突然关闭方式实现对输出端直流电压(vout)的测量，其中开关(S)的闭合时间(ton)尽可能短且断开时间 (toff)尽可能长地选择，使得实际上不发生能量转移。
25.根据权利要求15至M中任一项所述的功率因数校正电路，其中设有分压器(Rdl， Rd2)，该分压器在所述电感器(L)和二极管(D)的连接点与参考电势点(地)之间延伸，且该分压器(Rdl，Rd2)的中间连接点被引至与控制单元(PFC)连接的测量点(Pinsens)上。
26.根据权利要求25所述的功率因数校正电路，其中所述开关(S)在一侧与电感器 (L)连接而在另一侧通过测量电阻器(Rsh)与参考电势点(地)连接，且该分压器(Rdl， Rd2)的中间连接点通过连接电阻器(RI)与位于开关⑶和测量电阻器(Rsh)之间的连接点连接。
全文摘要
本发明涉及校正交流/直流功率转换器中的功率因数的方法和电路，该电路具有电感器(L)，为电感器供给整流过的交流电压(VIN)；和开关(S)，电感器(L)可以借助于该开关通过该开关的闭合和断开而磁化和去磁化；且还包括二极管(D)，电感器(L)的放电电流借助于该二极管提供至电路的输出端。在与控制单元(PFC)连接的公共测量点(Pinsens)处直接或者间接测量在开关(S)断开的情况下输出端处的电压(Vout)和所述电感器(L)的放电电流达到零位线的时间点，以及在开关(S)闭合的情况下在输出端处的电压(Vout)以及流过该开关(S)的电流(ishunt)。
文档编号H02M3/158GK102474184SQ201080032898
公开日2012年5月23日 申请日期2010年7月8日 优先权日2009年7月23日
发明者京特·马伦特 申请人:特里多尼克有限两合公司