专利名称：开关调节器的制作方法
技术领域：
本发明涉及开关调节器(switching regulator)，更具体而言，涉及开关调节器的 软启动功能。
背景技术：
近年来，便携电话、便携音乐播放器、数码相机、PDA等用电池驱动的设备越来越普 及。在这些设备中，从成本方面和外出时的电源确保的便利性等方面出发，大多将干电池等 作为电源。其中，进一步从降低操作成本和提高环境意识等方面出发，还存在要求用1个干 电池进行工作的设备。干电池的终止电压一般被设为0.9V左右，因此，这些设备使用开关 调节器将0. 9V 1. 5V左右的电压升压至3V或5V等的电压，并作为设备电源来提供。但是，使开关调节器在0. 9V 1. 5V这样的低电压下稳定地工作是非常困难的。因 此，使用了如下技术利用矩形波振荡器的脉冲(几十KHz 几百KHz)使开关调节器进行 升压动作，向输出端输出一定程度的高电压(1. 5V 2. 0V)，之后，将该电压用作开关调节 器的电源。图4是示出现有的开关调节器的电路图。现有的开关调节器由开关调节器控制电路1和周边电路构成。直流电压源34是 开关调节器控制电路1的电源，假设将1个干电池的电压范围设为0. 9V 1. 5V。矩形波振 荡器18是输出矩形波脉冲elk的振荡电路。输出端子VOUT的电压也作为开关调节器控制 电路1的电源。电压检测电路17监视输出端子VOUT的电压。如果输出端子VOUT的电压 比阈值电压VTH低，则电压检测电路17的检测信号Vpg为L(低电平)。当电压检测电路 17的检测信号Vpg为L时，矩形波振荡器18处于工作状态。当电压检测电路17的检测信 号Vpg为L时，多路转换电路19输出矩形波脉冲clk，当电压检测电路17的检测信号Vpg 为H(高电平)时，多路转换电路19输出PWM比较器16的信号Vpwm。由缓冲电路20对功 率晶体管30进行驱动。在开关调节器控制电路1开始升压动作前，输出端子VOUT的电压为从直流电压源 34的电压VIN减去二极管32的正向电压Vf后的电压。阈值电压VTH被设定为1.5V。艮口， 在电压VIN为1. 5V以下时，输出端子VOUT的输出电压为1. 5V以下，因此电压检测电路17 的检测信号Vpg为L。由此，多路转换电路19输出矩形波振荡器18的矩形波脉冲elk。利 用矩形波脉冲elk对功率晶体管30进行驱动，开关调节器开始升压动作。将该期间称作启 动期间Tl。在启动期间Tl中，检测信号Vpg为L，将软启动电路12的输出VREF_SS固定为0V， 因此开关调节器控制电路1不进行负反馈控制，而进行基于矩形波脉冲elk的升压动作。当输出端子VOUT的输出电压因基于矩形波脉冲elk的升压动作而超过阈值电压 VTH时，电压检测电路17的检测信号Vpg成为H。矩形波振荡器18停止工作。多路转换电 路19输出PWM比较器16的信号Vpwm。当电压检测电路17的检测信号Vpg变为H时，软启动电路12开始工作，进入软启动期间T2。图5是示出现有的软启动电路12的一例的电路图。软启动电路12如下进行动作而输出软启动用的基准电压VREF_SS。由恒流源113 对电容器107进行充电，使电容器107的电压逐渐上升。利用电容器107的电压控制N型 MOS晶体管105的栅极。由此，基准电压源13输出的基准电压VREF作为逐渐上升的软启动 用的基准电压VREF_SS，从N型MOS晶体管105输出。参照附图来说明上述结构的开关调节器中的课题。图6是用于对图4的开关调节 器的动作进行说明的图。在从启动期间Tl切换为软启动期间T2时，矩形波振荡器18停止工作，软启动电 路12开始工作。输出端子VOUT的电压在启动期间Tl中被进行了升压，因此，反馈电压端 子FB的电压也成为相应的电压。但是，从图中可知，基准电压VREF_SS从OV逐渐上升。这 里，运算放大器14将电压Verrout输出到PWM比较器16，以确保反馈电压端子FB的电压 与基准电压VREF_SS的大小关系相等。由于反馈电压端子FB的电压比基准电压VREF_SS 大，因此，运算放大器14输出的电压Verrout比斜波振荡电路15的斜波脉冲Vramp的电压 波形大。由此，PWM比较器16不输出开关脉冲，因此开关调节器不进行升压动作。由此，输 出端子VOUT的输出电压随负荷等的放电而逐渐降低(期间TA)。电压检测电路17被设计 成在检测电压中具有滞后性，在某种程度的电压下降的情况下，不解除检测状态。这里，当 负荷大时，有时输出端子VOUT的电压下降将超出该滞后性，电压检测电路17会解除检测状 态。此时，工作模式重新返回启动期间Tl，开始利用矩形波脉冲elk进行升压动作。此外， 如果负荷没有变化，则反复成为启动期间Tl与期间TA。为了解决上述课题，公开了图7所示电路的开关调节器(参照专利文献1)。矩形 波振荡器18由比较器21进行控制。当输入到反相端子的反馈电压端子FB的电压比输入 到同相端子的软启动用的斜坡电压V_SS低时，比较器21输出高电平，使矩形波振荡器18 工作。与启动开始同时地，恒流源22开始对电容器Css进行充电。由此，与启动同时地，斜 坡电压V_SS的电压上升。运算放大器14有两个反相输入端子，一方被输入基准电压Vref， 另一方被输入斜坡电HV_SS。两个反相输入端子被设计为仅所输入的电压低的一方的端子 起作用。即，斜坡电压V_SS继续上升，在到达基准电压Vref之前，斜坡电有效。而 当斜坡电压V_SS超过基准电压Vref时，基准电压Vref有效。当启动开关调节器后，斜坡电压V_SS逐渐上升。当斜坡电压V_SS超过反馈电压 端子FB的电压时，矩形波振荡器18开始工作。接着，开关调节器进行基于矩形波脉冲elk 的升压动作。并且，当斜坡电压V_SS比反馈电压端子FB的电压低时，矩形波振荡器18停 止工作。即，这是一种频率调制控制，跟随着斜坡电压V_SS的上升，输出端子VOUT的电压 上升。由此，当输出端子VOUT超过阈值电压VTH、电压检测电路17的检测信号Vpg变为 H时，反馈电压端子FB的电压与斜坡电压V_SS成为相接近的电压，因此不存在相当于图6 的期间TA的时滞，实现了从启动向通常控制的平稳转移。专利文献1日本特开2004-166428号公报但是，在图7的开关调节器中，是由恒流源22对电容器Css进行充电而生成斜坡 电压V_SS，因此在电源电压低时，斜坡电压V_SS的控制非常困难。在提供给恒流源22的电源电压低于IV的情况下，难以保持它的恒流特性，针对电容器Css的充电电流显著下降。该 下降的比例有可能达到输出端子VOUT的电压高且软启动电路12稳定地工作时的1/10 1/100以上。此时，斜坡电压V_SS的上升斜率与电流的减小率同等地减小，需要10 100 倍以上的时间。即，存在以下课题开关调节器的启动时间大幅延长，搭载了该开关调节器 的设备的从电源开关接通到实际能够使用为止的时间变长。
发明内容
本发明鉴于上述课题，提供一种能够不取决于电源电压而使工作状态平稳地从启 动状态向通常控制转移的开关调节器。本发明为了解决上述课题而提供一种具有软启动功能的开关调节器，该开关调节 器具有第1振荡电路，其在开关调节器的输出电压低于预定电压时，输出启动用开关信 号；基准电压电路，其在开关调节器的启动时，输出缓慢上升的基准电压；运算放大器，其 对基准电压与基于开关调节器的输出电压的反馈电压进行比较；第2振荡电路，其输出开 关信号；PWM比较器，其对运算放大器的输出信号与开关信号进行比较；以及切换电路，其 根据开关调节器的输出电压，对启动用开关信号与PWM比较器的输出信号进行切换而输 出，其中，该开关调节器具有控制电路，该控制电路进行控制，使得当输出电压超过预定电 压时，基准电压值等于或高于反馈电压值。根据本发明的开关调节器，提供一种能够不取决于电源电压而使工作状态平稳地 从启动状态向通常控制转移的开关调节器。而且，不会使软启动时间极端变长，因此，搭载了本发明的开关调节器的设备能够 缩短从接通电源开关到能够进行使用为止的时间。
图1是本实施方式的具有软启动功能的开关调节器的电路图。图2是用于说明图1的开关调节器的动作的图。图3是示出本实施方式的软启动模块的一例的电路图。图4是示出现有的开关调节器的电路图。图5是示出现有的软启动电路的一例的电路图。图6是用于说明图4的开关调节器的动作的图。图7是示出现有的开关调节器的另一例的电路图。图8是用于说明图7的开关调节器的动作的图。符号说明10 软启动模块；11 放大器；12 软启动电路；13 基准电压源；14 运算放大器； 15 斜波振荡电路；16 =PWM比较器；17 电压检测电路；18 矩形波振荡器；19 多路转换 电路；20 缓冲电路；21 比较器；30 功率晶体管；34,108 直流电压源；22、112、113、114、 115 恒流源。
具体实施例方式下面，参照附图来说明本发明实施方式的开关调节器。
图1是本实施方式的具有软启动功能的开关调节器。本实施方式的开关调节器由开关调节器控制电路1和周边电路构成。直流电压源 34是开关调节器控制电路1的电源，假设1个干电池的电压范围为0.9V 1.5V。在直流 电压源；34与GND之间连接有线圈33和功率晶体管30。线圈33与功率晶体管30之间的连 接点经由二极管32连接至输出端子V0UT。在输出端子VOUT上，连接有输出电容器31、和 作为反馈电路的电阻35及36。开关调节器控制电路1的第1电源端子VIN与直流电压源 34连接，第2电源端子VOUT与输出端子VOUT连接，输出端子EXT与功率晶体管30连接，反 馈电压端子FB与反馈电路的输出端子连接。反馈电路也可以内置在开关调节器控制电路 1中。开关调节器控制电路1具有放大器11、软启动电路12、基准电压源13、运算放大器 14、斜波振荡器15、PWM比较器16、电压检测电路17、矩形波振荡器18、多路转换电路19以 及缓冲电路20。放大器11和软启动电路12构成软启动模块10。第1电源端子VIN的电压是矩形波振荡器18的电源。第2电源端子VOUT的电压 是开关调节器的输出电压，也是除矩形波振荡器18以外的电路的电源。反馈电压端子FB 与反馈电路的输出连接。电压检测电路17监视第2电源端子VOUT的电压。如果第2电源端子VOUT的电 压比阈值电压VTH低，则电压检测电路17的检测信号Vpg为L(低电平)，如果第2电源端 子VOUT的电压比阈值电压VTH高，则电压检测电路17的检测信号Vpg为H(高电平)。矩形波振荡器18是输出作为软启动用开关信号的矩形波脉冲elk的启动用振荡 电路。在电压检测电路17的检测信号Vpg为L时，矩形波振荡器18输出矩形波脉冲elk。 对于矩形波振荡器18而言，即使振荡频率因制造偏差、温度特性或电源电压特性等而在几 十KHz 几百KHz的范围内产生了偏差，也不会给升压动作造成问题，因此，可利用能在 0. 9V等非常低的电源电压下工作的电路构成。运算放大器14对输入的反馈电压端子FB的电压与软启动电路12输出的基准电 压VREF_SS进行比较，输出电压Verrout。放大器11被连接在运算放大器14的输入端子之间。放大器11是增益为1倍的 放大器，且是如下这样的控制电路在电压检测电路17的检测信号Vpg为L时，该控制电路 工作，使得运算放大器14的输入端子的电压相等。斜波振荡电路15是输出作为开关信号的斜波脉冲Vramp的振荡电路。斜波振荡 电路15的斜波脉冲Vramp是三角波或锯齿波等具有某恒定斜率的振荡波形。PWM比较器16对运算放大器14的电压Verrout与斜波振荡电路15的斜波脉冲 Vramp进行比较，输出信号Vp碰。多路转换电路19是这样的切换电路其选择并输出矩形波振荡器18的输出信号 即矩形波脉冲elk、和PWM比较器16的信号Vpwm中的任意一方。在电压检测电路17的检 测信号Vpg为L时，多路转换电路19输出矩形波脉冲elk，在检测信号Vpg为H时，多路转 换电路19输出信号Vpwm。缓冲电路20根据多路转换电路19输出的信号，对作为开关调节器的开关元件的 功率晶体管30进行驱动。根据附图来说明如上构成的开关调节器的动作。图2是示出图1的开关调节器的动作的图。在开关调节器开始升压动作前，功率晶体管30是截止的，因此，输出端子VOUT的 电压为从直流电压源34的电压VIN减去二极管32的正向电压Vf后的电压。对于肖特基 势垒二极管而言，正向电压Vf为0. 2V 0. 3V。即使在电压VIN为0. 9V且输出端子VOUT 为更低的0. 2V 0. 3V的状态下，多路转换电路19和缓冲电路20等数字电路也能够工作。首先，对启动时Ts、启动开关调节器时的动作进行说明。这里，电压检测电路17的阈值电压VTH被设定为1. 5V。即，在电压VIN处于0. 9V 1. 5V的范围内时，电压检测电路17的检测信号Vpg为L。由此，矩形波振荡器18开始工作 而输出矩形波脉冲elk。并且，多路转换电路19选择矩形波振荡器18的输出。由此，多路转换电路19输出矩形波振荡器18的矩形波脉冲elk。通过输出到输出 端子EXT的矩形波脉冲elk对功率晶体管30进行驱动，使得开关调节器开始升压动作。将开关调节器基于矩形波脉冲elk而进行升压动作的期间称作启动期间Tl。在启 动期间Tl中，主开关调节器不进行负反馈控制，在输出端子VOUT的输出电压超过阈值电压 VTH以前的期间，进行基于矩形波脉冲elk的升压动作。并且同时，构成软启动模块10的软启动电路12和放大器11也开始工作。放大器 11的工作状态被设定成从启动时Ts起输出与反馈电压端子FB电压近似的电压，作为基 准电压VREF_SS。但是，在刚刚进入启动时Ts之后，输出端子VOUT的输出电压非常低，因此 放大器11不能正常工作。因此，基准电压VREF_SS与反馈电压端子FB之间的电位差大。运算放大器14是运算放大器，在构成反馈电路时，进行反馈控制，使得其反相输 入与同相输入之间的电位差为ov。S卩，如果基准电压VREF_SS比反馈电压端子FB的电压 高，则运算放大器14使电压Verrout降低，如果基准电压VREF_SS比反馈电压端子FB的电 压低，则运算放大器14使电压Verrout增大。即，在成为软启动期间T2、从而开始运算放大 器14的反馈控制的时刻，如果运算放大器14的反相输入与同相输入的电位大致相等，则没 有必要进行与大的变动相伴的反馈控制，能够从启动期间Tl稳定地转移到软启动期间T2。图3是示出本实施方式的软启动模块10的一例的电路图。软启动模块10具有放大器11和软启动电路12。放大器11具有由晶体管100 104和恒流源112构成的差动放大电路以及由晶体管105、110和反相器111构成的切换 电路。软启动电路12具有恒流源113、114和115、以及直流电压源108、电容器107、晶体管 106和109。差动放大电路在作为输入的晶体管101和102中，被输入反馈电压端子FB的 电压和作为软启动电路12的输出的基准电压VREF_SS。并且，通过被输入了检测信号Vpg 的晶体管100，控制差动放大电路的工作和停止。此外，通过经由反相器111被输入了检测 信号Vpg的晶体管110和105，对差动放大电路的输出与恒流源113的输出进行切换而输 出。通过从未图示的启动电路向晶体管106的栅极输入启动信号EN，来控制电容器107的 充放电。通过电容器107的电压SS_CAP来控制晶体管109的栅极端子。软启动电路12输出软启动用的基准电压VREF_SS。放大器11进行这样的控制 当检测信号Vpg成为H而对升压状态进行了切换时，使得基准电压VREF_SS与反馈电压端 子FB的电压大致相等。在启动时Ts，检测信号Vpg为L，因此晶体管100处于导通状态，差动放大电路开 始工作。而且，晶体管105处于导通状态，晶体管110处于不导通状态，因此，差动放大电路的输出节点经由晶体管105与晶体管109的栅极连接。此时，差动放大电路、晶体管109以 及恒流源114和115构成运算放大器。在运算放大器中，晶体管109的源极作为输出发挥功 能，晶体管102的栅极作为反相输入发挥功能，晶体管101的输入作为同相输入发挥功能。 由此，运算放大器构成电压跟随电路，向输出端子输出与反馈电压端子FB的电压相等的电 压。即，基准电压VREF_SS成为与反馈电压端子FB的电压相等的电压。当通过上述升压动作使得输出端子VOUT的输出电压超过电压检测电路17的阈值 电压VTH时，进入期间T2。当电压检测电路17的检测信号Vpg变为H时，晶体管100、105 不导通，差动放大电路的工作停止。晶体管110成为导通状态，因此恒流源113开始电容器 107的充电。由此，节点SS_CAP的电压开始缓慢地上升。此时，在恒流源114和115中继续 有电流流过，因此晶体管109作为源跟随电路而工作，输出从节点SS_CAP的电压下降了晶 体管109的电压Vgs后的电压，作为基准电压VREF_SS。根据以上情况，当基准电压VREF_ SS在期间Tl中达到与反馈电压端子FB的电压一致的电压而进入到期间T2时，该基准电压 VREF_SS立即按由节点SS_CAP的充电波形决定的形状开始上升。由于晶体管109的漏极与 直流电压源108连接，因此，当基准电压VREF_SS上升至直流电压源108的电压VREF时，不 能进一步上升。由此，将电压VREF作为稳定电位，结束软启动期间T2。而且，在启动期间Tl中，当检测信号Vpg变为H时，矩形波振荡器18停止工作，多 路转换电路19输出信号Vpwm。即，开关调节器通过通常的PWM控制进行升压动作。如以上所说明那样，本发明的开关调节器在从启动期间Tl向软启动期间T2切换 时，软启动用的基准电压VREF_SS与反馈电压端子FB的电压相等。由此，能够稳定地从启 动期间Tl向软启动期间T2转移。另外，关于本发明的开关调节器，已经对从启动期间Tl向软启动期间T2切换时、 使得软启动用的基准电压VREF_SS与反馈电压端子FB的电压相等的结构进行了说明，但是 也可以是基准电压VREF_SS比反馈电压端子FB的电压高的结构。例如，也可以将放大器11 的放大率设定为1以上，即将放大器11设为同相放大电路，以期望的放大率来放大反馈电 压端子FB的电压。当这样地构成时，针对放大器11的偏移电压等性能偏差，具有裕量，能 够稳定地从启动期间Tl向软启动期间T2转移。此外，也可以用输入与反馈电压VFB连接、输出与VREF_SS连接的源跟随电路来构 成放大器11。但是，源跟随电路的放大率一般为1以下，从输入电压减去源跟随电路中使用 的MOS晶体管的阈值电压后的值大致为输出电压。因此，如果是使用了耗尽型晶体管等、阈 值电压低的晶体管的源跟随电路，则能够使放大率接近于1。
权利要求
1.一种开关调节器，该开关调节器具有软启动功能，并且具有第1振荡电路，其在开关调节器的输出电压低于预定电压时，输出启动用开关信号； 基准电压电路，其在所述开关调节器的启动时，输出缓慢上升的基准电压； 运算放大器，其对所述基准电压与基于所述开关调节器的输出电压的反馈电压进行比较；第2振荡电路，其输出开关信号；PWM比较器，其对所述运算放大器的输出信号与所述开关信号进行比较；以及 切换电路，其根据所述开关调节器的输出电压，对所述启动用开关信号与所述PWM比 较器的输出信号进行切换而输出， 该开关调节器的特征在于，该开关调节器具有控制电路，该控制电路进行控制，使得当所述输出电压超过所述预 定电压时，所述基准电压值为所述反馈电压的值以上。
2.根据权利要求1所述的开关调节器，其特征在于，所述控制电路由连接在所述运算 放大器的输入端子之间的增益为1倍的放大器构成。
3.根据权利要求1所述的开关调节器，其特征在于，所述控制电路由源跟随电路构成。
4.根据权利要求3所述的开关调节器，其特征在于，所述源跟随电路使用了耗尽型晶 体管。
5.根据权利要求1所述的开关调节器，其特征在于，所述控制电路由包含所述运算放 大器的放大电路构成。
6.根据权利要求1至5中任意一项所述的开关调节器，其特征在于，所述控制电路将所 述开关调节器的输出电压作为电源。
7.根据权利要求6所述的开关调节器，其特征在于，当所述开关调节器的输出电压为 所述预定电压以上时，所述控制电路停止工作。
全文摘要
本发明提供开关调节器，其能够进行软启动动作的稳定启动，而不会导致软启动时间的极端延长。提供实现了如下方式的开关调节器在启动期间，施加与反馈电压端子FB的电压近似的电压，作为软启动用基准电压的初始值，在启动结束的瞬间，产生反馈电压端子FB的电压与软启动用基准电压大致相等的状态，由此，使工作状态平稳地从启动转移到通常控制。
文档编号H02M3/158GK102136800SQ20111002583
公开日2011年7月27日 申请日期2011年1月24日 优先权日2010年1月25日
发明者出口充康 申请人:精工电子有限公司