专利名称：一种交替移相脉冲宽度调制波控制方法
技术领域：
本发明涉及开关变换器的脉冲宽度调制波控制方法，尤其是用于两相交错并联的 倍压Boost变换器的交替移相脉冲宽度调制波控制方法。
背景技术：
高升压比DC-DC变换器广泛应用于电动汽车、新能源发电、不间断电源等领域，其 高直流增益通常由高频变压器、耦合电感和开关电容等方法来实现。一些在传统基本变换 电路基础上结合开关电容的混合型变换器，显示出高变换效率、低电压应力、轻便和低成本 等优点，如两相交错并联倍压Boost变换器是其典型代表。图1是两相交错并联倍压Boost 变换器主电路与控制系统框图，其中电感Li、开关管Tl与二极管D1，和电感L2、开关管T2 与二极管D2分别组成该变换器的两个并联Boost变换单元，电容CM1、二极管DMl和电容 CM2、二极管DM2组成的两个开关电容倍压电路为每个变换单元提供一级增压功能。通常， 该变换器的两个Boost变换单元采用传统的移相角为π的脉冲宽度调制(PWM)波控制，即 其开关管互差半个开关周期(Τ/2)交替工作，如图2(a)所示。在正常工作条件下，该变换 器采用交错并联方式分散了变换功率和电流、减小了输入电流和输出电压的纹波，采用倍 压电容使其输出电压为相同占空比条件下普通Boost变换器的两倍，并且倍压电容和开关 管的电压应力仅为输出电压的一半。上述特性使该变换器在大容量、高升压比、非隔离直流 变换电路中具有吸引力。但是，采用传统的移相角为π的脉冲宽度调制(PWM)波控制，两相并联Boost变 换器在轻载时会进入电流断续模式(DCM)而出现运行性能下降的问题。因为在DCM下，开 关占空比D将随着负载的减轻而变小。当开关占空比D小于一个临界值时，倍压电容电压 将随D减小而下降，造成变换器开关电压应力的上升、损耗增加等问题。这在许多轻载运行 难以避免的应用场合，如不间断电源等领域，限制了该类变换器的使用或性能发挥。因此， 有必要采用合适的控制方式解决变换器的轻载运行问题。解决轻载问题的常规方法主要有
(1)增加输入电感或提高开关频率。但该方法易受器件性能限制，并且不能彻底解决变 换器的轻载运行问题。(2)增加交错并联相数。但该方法增加了元件数量，且仍不能从根本上解决轻载问题。(3)采用间歇控制。但该方法会引入较大的输入电流和输出电压纹波，并且可能引
起音频噪声。
发明内容
本发明的目的是提供一种交替移相脉冲宽度调制波控制方法，控制两相交错并联 倍压Boost变换器的运行，克服现有方法在轻载条件下所出现的倍压电容电压下降而造成 开关管电压应力增加的问题，并且避免变换器主电路元件数量和成本增加、或电压和电流纹波、噪音等运行性能的明显下降，维持其高升压比、开关管电压应力低等特性。本发明的交替移相脉冲宽度调制波控制方法，包括两相交错并联倍压Boost变换 器主电路、用于输入与输出电压电流测量的检测电路、用于开关占空比计算和脉冲宽度调 制(PWM)波形发生的控制器、以及按照PWM信号控制变换器开关管工作的驱动电路，其中变 换器主电路包含相同结构的两个交错并联的倍压Boost变换单元及其公共直流输入电源、 直流输出电容与负载，每个变换单元的输入电感和输出二极管间串联了用于输出倍压的有 极性的倍压电容，其负极通过倍压二极管连接到另一个变换单元的倍压电容正极，其特征 是用于开关占空比计算和脉冲宽度调制(PWM)波形发生的控制器在占空比大于和等于0.5 时或是在电感电流连续模式运行时，以固定相移η角度的方式给两个倍压Boost变换单元 的开关管提供脉冲宽度调制波开关指令信号，在占空比小于0. 5并且电感电流断续模式运 行时，采用随开关占空比而变化的浮动移相角2DJI，以逐个开关周期交换相序的交替移相 方式给两个倍压Boost变换单元的开关管提供脉冲宽度调制波开关指令信号，控制变换器 开关管的导通与关断。本发明的方法解决了两相交错并联倍压Boost变换器的运行中的轻载问题，变换 器可以在较小的占空比条件下工作于DCM模式，功率开关的电压应力受到了限制，使变换 器在实现高升压比的同时选用工作电压较低的开关器件，从而优化系统设计，提高变换器 的效率和性能。本发明的控制方法简单可行，相比于传统的轻载问题解决方法，输入电流纹波和 输出电压纹波减小，并且开关在恒定开关频率工作，无需额外元器件或使用间歇控制，也避 免了噪音和成本增加等问题。因而比传统控制方法更加简单、有效。在系统性能改善，降低 控制系统成本的同时还提高了系统可靠性。本发明适用于以M0SFET、IGBT等半导体器件为功率开关的DC-DC直流变换器，用 于太阳能、燃料电池发电以及电动汽车功率变换器等各种电源系统。
图1是两相交错并联倍压Boost变换器主电路与控制系统框图2(a)是现有的两相交错并联倍压Boost变换器开关管PWM指令波形图，开关指令 Si、S2为高电平时对应开关管导通，为零时对应开关管关断，两相开关PWM波相位先后差 沉角，也即时间差半个开关周期(T/2)。图2(b)是采用本发明方法的两相交错并联倍压Boost变换器开关管PWM指令波 形图，两相开关PWM波移相2D π角，也即时间差等于DT，并且在各开关周期中交替改变先后 顺序。图3 (a)是变换器在传统控制方式下工作于DCM时获得的实验波形。图3(b)是变换器采用本发明方法时工作于DCM时获得的实验波形。图4是采用本发明的交替移相脉冲宽度调制波形控制方法的具体图例。
具体实施例方式图1是两相交错并联倍压Boost变换器主电路与控制系统框图，包括两相交错并 联倍压Boost变换器主电路、用于输入与输出电压电流测量的检测电路、用于开关占空比计算和脉冲宽度调制(PWM)波形发生的控制器、以及按照PWM信号控制变换器功率开关的 驱动电路，其中变换器主电路包含相同结构的两个交错并联的倍压Boost变换单元及其公 共直流输入电源Vin、直流输出电容Co与负载Ro，第一个倍压Boost变换单元的输入电感 Ll和输出二极管Dl间串联了用于输出倍压的有极性的倍压电容CM1，第二个倍压Boost变 换单元的输入电感L2和输出二极管D2间串联了用于输出倍压的有极性的倍压电容CM2，倍 压电容CMl负极通过倍压二极管DMl连接到另一个变换单元的倍压电容CM2正极，倍压电 容CM2负极通过倍压二极管DM2连接到另一个变换单元的倍压电容CMl正极。本发明的工作原理说明如下
在传统的控制模式下，当两相交错并联倍压Boost变换器工作于DCM模式并且占空比 D小于0.5时，会出现两个开关管同时关断的状态，此时电感储能将通过倍压电容和输出二 极管向输出端释放，并伴随着倍压电容的放电。由于给倍压电容充电的能量来源是另一相 变换单元的电感储能，并且充电是在该倍压电容所在变换单元的开关管导通时才能实现， 而此前两个开关管同时关断时另一相变换单元的电感储能向输出端释放。因此，伴随着D 的继续减小，开关管导通给电感充磁的时间减小，而两个开关管同为断态的时间增加，将造 成倍压电容放电时间增加而充电的电感剩余能量下降。当D减小至某特定值时可造成给倍 压电容充电的剩余电感能量不足以补偿倍压电容的放电量，变换电路无法维持正常稳态运 行，此时，倍压电容的电压将下降到较低的值，造成开关管电压应力同步上升。在假定倍压 电容充放电过程无损耗的理想条件下，保持倍压电容电压为输出电压一半的最小临界占空
比Dm如下式所示，其中η为变换器输出电压与输入电压之比。
- η_2
m 2( -1/2)在电流断续模式(DCM)下，为维持倍压电容电压为输出电压的一半，必须限制两 只开关管同时关断所持续的时间。本发明的交替移相控制脉冲宽度调制控制方法，就是当 D<0. 5并且变换器DCM运行时将两相变换单元之间的移相角从固定值π缩小为2Dji (按时 间计算的相位差从Τ/2缩小为开关管的导通时间DT)，即在前一相开关关断后另一相开关 随即开通，从而使前一相电感存储的能量优先转移到后一相的倍压电容中，然后通过交换 两相先后次序的方法，在两个开关周期(T)内使两相变换单元的开关管交替先后导通，使 两相变换单元的倍压电容得到平衡补充电，维持电压均衡并且不下降，从而使各个功率开 关有一个较低的电压应力。当D<0. 5并且变换器DCM运行时，采用本发明的方法，两相交错并联倍压Boost变 换器开关管PWM指令波形参见图2 (b)。采用本发明的方法的效果可参见图3所提供的与传统方法对比的实验结果。图 3(a)所示为变换器在传统控制方式下工作于DCM时获得的开关管电压实验波形。占空比 D=O. 457，变换器实际输入电压为80V，输出电压为674V。实验得到的倍压电容电压为254V， 小于一半输出电压。开关管电压应力为4WV，远大于输出电压的一半(Vo/2)。图3(b)所 示为采用本发明的交替移相控制方法时的开关管Tl的电压波形。此时，占空比D=O. 2，输入 电压为120V，输出电压为700V。实验过程中，倍压电容电压和开关管的最高电压应力被维 持为350V，表明本发明的方法是行之有效的。图4所示为采用本发明的交替移相脉冲宽度调制波形控制方法的具体图例。PWM波形发生器采用图4所示的电路，包括生成两相PWM波的两只LM555定时器Ul和U2、根据 不同运行条件实施PWM波形切换控制的3只多路复用器U3、U7、U8、用于两相变换器PWM信 号相序周期性变换控制的D型触发器U5、以及逻辑非门U4和与门U6。开关占空比控制信 号VD接至定时器Ul和定时器U2的5号脚控制输入，在2号脚信号下降沿的触发下，定时 器Ul和定时器U2在3号脚输出脉冲宽度受开关占空比D调制的PWM信号，其相位和周期 决定于2号脚的触发信号。以开关频率振荡的方波信号BS (本例为IOkHz)经非门U4施加 于定时器Ul的2号脚，使其3号脚输出的PWM信号PSl在相位和频率上与方波信号BS — 致。另一方面，控制器采用控制选择CS信号和方波信号BS经过D型触发器U5 二分频的信 号来控制切换三个多路复用器U3、U7、U8的输出波形。 当变换器运行在电感电流连续模式或占空比D > 0. 5时，控制选择CS信号为零， 多路复用器U3把方波信号BS送到定时器U2的2号脚，使其3号脚输出相同频率、相位滞 后η角度的PWM信号PS2。此时，多路复用器U7选通在相位和频率上与方波信号BS—致 的PWM信号PS1，即变换器开关Tl的开关指令信号Sl=PSl ；多路复用器U8选通相同频率、 相位滞后η角度的PWM信号PS2，即变换器开关Τ2的开关指令信号S2=PS2;
当变换器运行在DCM并且占空比D<0. 5时，控制选择CS信号为1，多路复用器U3把 PSl信号送到定时器U2的2号脚，使其3号脚输出相同频率、相位滞后2D π角度的PWM信 号PS2。此时，与门U6输出信号与D型触发器U5输出一致，在其作用下多路复用器U7和多 路复用器U8逐个开关周期交替选通PWM信号PSl和PS2，即控制器在Sl=PSl, S2= PS2和 S1=PS2，S2= PSl两种指令信号输出方式下交替工作，控制变换器开关的通断。开关指令信 号时序如图2(b)所示。
权利要求
1. 一种交替移相脉冲宽度调制波控制方法，包括两相交错并联倍压Boost变换器主 电路、用于输入与输出电压电流测量的检测电路、用于开关占空比计算和脉冲宽度调制波 形发生的控制器、以及按照脉冲宽度调制信号控制变换器开关管工作的驱动电路，其中变 换器主电路包含相同结构的两个交错并联的倍压Boost变换单元及其公共直流输入电源、 直流输出电容与负载，每个变换单元的输入电感和输出二极管间串联了用于输出倍压的有 极性的倍压电容，其负极通过倍压二极管连接到另一个变换单元的倍压电容正极，其特征 是用于开关占空比计算和脉冲宽度调制波形发生的控制器在占空比大于和等于0. 5时或 是在电感电流连续模式运行时，以固定相移η角度的方式给两个倍压Boost变换单元的 开关管提供脉冲宽度调制波开关指令信号，在占空比小于0. 5并且电感电流断续模式运行 时，采用随开关占空比而变化的浮动移相角2DJI，以逐个开关周期交换相序的交替移相方 式给两个倍压Boost变换单元的开关管提供脉冲宽度调制波开关指令信号，控制变换器开 关管的导通与关断。
全文摘要
本发明公开了一种交替移相脉冲宽度调制波控制方法，用于两相交错并联倍压Boost变换器的脉冲宽度调制(PWM)波控制，在电感电流连续模式运行时，或是占空比大于等于0.5时，以固定相移π角度的方式给两个倍压Boost变换单元的开关管提供PWM波开关指令信号，在占空比小于0.5并且电感电流断续模式运行时，采用随开关占空比而变化的浮动移相角2Dπ，以逐个开关周期交换相序的交替移相方式给两个倍压Boost变换单元的开关管提供PWM开关指令信号，控制变换器开关管的导通与关断。本发明的方法可简单、有效地克服交错并联倍压Boost变换器采用现有方法在轻载条件下所出现的倍压电容电压下降而造成开关管电压应力增加和运行性能下降的问题。
文档编号H02M3/155GK102122885SQ201110058339
公开日2011年7月13日 申请日期2011年3月11日 优先权日2011年3月11日
发明者吴小田, 张龙龙, 徐德鸿, 沈国桥 申请人:浙江大学