电源控制器、电子设备以及用于控制电源的方法

专利名称：电源控制器、电子设备以及用于控制电源的方法
技术领域：
本发明涉及一种比较器型电源控制器、电子设备以及用于该控制电源控制的方法。
背景技术：
为了改善对突发负载变化的响应，一种已知的开关电源设备放大反馈电压的脉动成分，并且基于放大输出的脉动成分与参考电压之间的比较来控制输出(参照日本特开专利公布 No. 2010-35316)。在另一种开关电源设备中，电流经电阻器被供给施加参考电压的节点。这样将斜坡电压加入至参考电压。输出电压通过输入所加入的电压和反馈电压至比较器来控制(参照 US2005/00286269)。然而，在比较器型开关电源设备中，当执行控制以使反馈电压的下限变为等于参考电压时，该反馈电压包括与输出电压相对应的脉动成分。因而，该控制执行为使得参考电压变为等于脉动的下限。脉动成分依赖操作条件而变化，所述操作条件包括如线圈电感值、 输入/输出电压和传输频率等电路参数。因此，输出电压的脉动成分使得输出电压的平均值变化，进而无法获得该输出电压的精确度。当电流流至施加参考电压的节点时，有必要在参考电压的生成源内布置具有低输入阻抗的缓冲电路，以保持该参考电压恒定。然而，由于缓冲电路中的偏差变化，该参考电压值偏离输入电压值。因而，难以获得精确的输出电压。

发明内容
本发明的目的在于提供一种电源控制器、一种电子设备、以及一种用于控制电源的方法，该方法不管输出电压的脉动成分如何都能够改善输出电压的精确度。本发明的一个方案是一种控制输出电压的比较器型电源控制器。所述电源控制器包括比较器，将对应于所述输出电压的反馈电压与参考电压相比较，并且在所述反馈电压相对于所述参考电压下降时指示供电；连接至所述比较器以控制所述比较器的输入偏差电压的偏差应用电路，在所述供电停止之后，当所述反馈电压变得低于所述参考电压时，所述偏差应用电路随着时间的经过使得所述输入偏差电压下降；对所述反馈电压与所述参考电压的电压差进行放大的放大器，所述偏差应用电路根据所述放大器的输出电压随着所述电压差的增大而增大所述输入偏差电压的变化速度。本发明的另一个方案是一种电子设备，包括比较器型电源；以及负载电路，供应有来自所述电源的电力，所述电源包括比较器，将对应于所述电源的输出电压的反馈电压与参考电压相比较，其中，所述比较器在所述反馈电压相对于所述参考电压下降时指示供电；偏差应用电路，连接至所述比较器，其中，所述偏差应用电路控制所述比较器的输入偏差电压，并且在所述供电停止之后，当所述反馈电压变得低于所述参考电压时，所述偏差应用电路随着时间的经过使得所述输入偏差电压下降；以及放大器，对所述反馈电压与所述参考电压的电压差进行放大，所述偏差应用电路根据所述放大器的输出电压随着所述电压差的增大而增大所述输入偏差电压的变化速度。本发明的又一个方案是一种用于控制比较器型电源的方法，该比较器型电源控制输出电压，所述方法包括将对应于所述输出电压的反馈电压与参考电压相比较；当所述反馈电压相对于所述参考电压下降时指示供电；在所述供电停止之后，当所述反馈电压变得低于所述参考电压时，随着时间的经过使得所述电源的所述比较器的输入偏差电压下降；以及随着所述反馈电压和所述参考电压的电压差的增加而增加所述输入偏差电压的变化速度。本发明降低了输出电压的脉动成分对该输出电压的精确度的影响。


通过参照对当前优选实施例以及附图的下述描述，可以对本发明及其目的和优点进行最佳理解，其中图1是本发明的各实施例共有的开关电源设备的框图；图2是根据第一实施例的偏差控制电路3A和比较器ErrCMP的电路图；图3是示出根据第一实施例通过偏差控制放大器2和偏差控制电路3A的比较器 ErrCMP的控制的示图；图4是根据第二实施例的偏差控制电路:3B和比较器ErrCMP的电路图；图5是示出根据第二实施例的通过偏差控制放大器2和偏差控制电路:3B的比较器ErrCMP的控制的示图；图6是根据第三实施例的偏差控制电路3C和比较器ErrCMP的电路图；图7是示出根据第三实施例的通过偏差控制放大器2和偏差控制电路3C的比较器ErrCMP的控制的示图；图8是上面装配有开关电源设备1的电子设备的框图；以及图9是根据固定频率系统的实施例共有的开关电源设备的框图。
具体实施例方式将讨论根据多个实施例的开关电源设备。比较器型开关电源设备是能够处理突发负载变化的开关电源设备的一个实例。该比较器型开关电源设备接收通过划分开关电源设备的输出电压而生成的反馈电压，并且通过在该反馈电压相对于参考电压而减小或增大时，执行开关操作来控制电源。图1是开关电源设备1的框图，其被后述实施例共同分享。开关电源设备1包括开关SWl、开关SW2、电阻器Rl、电阻器R2、电感器L、电容器 Co和开关电源控制电路11。该开关电源控制电路11控制开关SWl和开关SW2，并且包括比较器ErrCMP、偏差控制放大器2、偏差控制电路3、抗短路(anti-shoot-through) (AST)电路 4、RS触发器5和导通周期(on period)生成电路6。开关SWl的一端连接至输入电压Vin，该开关SWl的另一端连接至电感器L的端子Lx，进而连接至开关SW2的一端。该开关SW2的另一端连接至地电位。AST电路4根据控制信号PWM来控制开关SWl、SW2。AST电路4驱动开关SWl、SW2使它们工作，并且用来防止开关SWl、SW2同时导通时而短路。电感器L耦合至端子Lx和电容器Co的一端。该电容器Co的另一端耦合至地电位。 在电感器L和电容器Co的连接端子处所生成的电压是开关电源设备1的输出电压Vout。 该输出电压Vout施加至负载电路100。电阻器R1、R2串联连接在输出电压Vout与地电位之间。电阻器Rl连接在输出电压Vout与节点1 之间，而电阻器R2连接在节点1 与地电位之间。电阻器R 1与电阻器 R2之间的节点1 处的电压被称作反馈电压Vfb。偏差控制放大器2的通频带(frequency band)比开关电源设备1的开关频率低得多。因此，偏差控制放大器2不会跟随反馈电压Vfb的脉动，而是响应于反馈电压Vfb的平均电压值。也就是说，偏差控制放大器2接收反馈电压Vfb和参考电压Vref，并且输出控制信号Vamp (即，直流电流成分的平均反馈电压Vfb与参考电压Vref之差的放大信号)至偏差控制电路3。反馈电压Vfb等于参考电压Vref的状态被称作平衡状态。偏差控制电路3接收控制信号PWM和控制信号Vamp，并且输出偏差控制信号至比较器 ErrCMP0反馈电压Vfb被输入至比较器ErrCMP的反相输入端，而参考电压Vref被输入至比较器ErrCMP的非反相输入端。比较器ErrCMP的输出信号，即控制信号comp out，被输出至RS触发器5的设置端S。RS触发器5输出控制信号PWM。从该RS触发器5输出的控制信号PWM被输入至导通周期生成电路6。该导通周期生成电路6确定开关SWl的导通周期Ton。导通周期生成电路6输出复位信号至RS触发器5的复位端R。RS触发器5根据比较器ErrCMP的输出信号(即，控制信号C0mp_0ut) 来设置，当控制信号PWM变化至高电平时，导通周期生成电路6在导通周期Ton过去之后使 RS触发器5复位，从而将该控制信号PWM设置为低电平。现在将参照图2来描述第一实施例的开关电源控制电路11。图2的偏差控制电路 3A和比较器ErrCMP是图1的偏差控制电路3和比较器ErrCMP的实例。偏差控制电路3A包括延迟生成单元3la、斜坡生成单元3 和差分对(pair)单元 33。在延迟生成单元31a中，从偏差控制放大器2输出的控制信号Vamp被输入至nMOS 晶体管丽Ia的栅极端。该控制信号Vamp是与反馈电压Vfb的平均值和参考电压Vref之差相对应的控制信号。偏差控制放大器2根据输入至反相输入端的反馈电压Vfb和输入至非反相输入端的参考电压Vref来输出该控制信号Vamp。电阻器R3a连接在nMOS晶体管丽Ia的源极端与地电位之间。该nMOS晶体管丽Ia 的漏极端连接至PMOS晶体管MPla的栅极端和漏极端。该pMOS晶体管MPla的栅极端连接至pMOS晶体管MPh的栅极端。pMOS晶体管MPla和pMOS晶体管MPh构成电流镜像电路。pMOS晶体管MPh为电容器Cla供应充电电流Idelaya，该充电电流Idelaya具有与流至nMOS晶体管丽Ia的电流相同的值，或者具有流至该nMOS晶体管丽Ia的电流的特定倍数的值。电容器Cla的一端连接至pMOS晶体管MPh的漏极端、nMOS晶体管丽加的漏极端和反相器INV的输入端。电容器Cla的另一端连接地电位。该nMOS晶体管丽加的源极端耦至地电位。nMOS晶体管丽加的栅极端接收控制信号PWM。因而，控制信号PWM对电容器Cla的充放电进行切换。例如，在控制信号PWM变化至高电平的周期期间，经nMOS晶体管丽加使该电容器Cla放电。在控制信号PWM变化至低电平的周期期间，利用充电电流 Idelaya对该电容器Cla进行充电。因此，在控制信号PWM变化至高电平的周期期间，反相器INV将控制信号de_0ut设置以高电平输出。相反，如果在控制信号PWM变化至低电平的周期期间，利用充电电流Idelaya对电容器Cla进行充电，进而与电容器Cla连接的反相器 INV的输入端的电压增大。当输入电压自反相器INV的反相阈值开始增大时，该反相器INV 将控制信号de_0ut从高电平切换至低电平。从低电平控制信号PWM被输入至延迟生成单元31a开始至控制信号de_out变化至低电平为止的周期是延迟生成单元31a生成的延迟时间(参照图3的td0、tdl、tc^)。该延迟时间根据作为偏差控制放大器2的输出信号的控制信号Vamp的电压来确定。当反馈电压Vfb大于参考电压Vref时，随着反馈电压Vfb与参考电压Vref之间的电压差增大，控制信号Vamp的电压减小。因而，较高电压的控制信号Vamp使得充电电流 Idelaya的电流减小。充电电流Idelaya的减小降低了电容器Cla的充电速度，增加了直到反相器INV的输入电压从反相阈值开始上升为止的时间。也就是说，当反馈电压Vfb大于参考电压Vref时，该延迟生成单元31a生成的延迟时间相比于反馈电压Vfb与参考电压 Vref处于平衡状态时变得更长。当反馈电压Vfb小于参考电压Vref时，反馈电压Vfb与参考电压Vref之间的较大的电压差使得控制信号Vamp的电压增大。因此，较低电压的控制信号Vamp使得充电电流Idelaya的电流增加。充电电流Idelaya的增加提高了电容器Cla的充电速度。这样使得直到反相器INV的输入电压从反相阈值开始增加为止的时间变短。也就是说，当反馈电压Vfb小于参考电压Vref时，该延迟生成单元31a生成的延迟时间缩短。斜坡生成单元32a包括电容器C2a、恒定电流源CSOa和nMOS晶体管MN3a。该nMOS 晶体管丽3a的源极端连接至地电位，该nMOS晶体管丽3a的源极端连接至地电位，该nMOS 晶体管丽3a的漏极端连接至电阻器Ch并且连接至差分对单元33的pMOS晶体管MP4的栅极端，稍后将描述。nMOS晶体管MN3a的栅极端从延迟生成单元31a接收控制信号de_0ut。 该nMOS晶体管丽3a根据控制信号de_out对电容器C2a的充电和放电进行切换。电容器Ch的一端连接至地电位。该电容器Ch的另一端连接至恒定电流源CSOa、 PMOS晶体管MP4的栅极端和nMOS晶体管丽3a的漏极端。在以这种方式连接的电容器Ch 的端子处生成的电压被称作斜坡电压Vc。电容器Ch在控制信号de_0ut变化至高电平的周期期间被放电。这样使斜坡电压Vc初始化。在控制信号de_0ut变化至低电平的周期期间，利用恒定电流源CSOa的充电电流Ioffseta对电容器CM进行充电。斜坡电压Vc以与充电电流Ioffseta的电流量相对应的速度增大。 差分对单元33包括恒定电流源CSl、电阻器R4、电阻器R5、pM0S晶体管MP3和pMOS 晶体管MP4。pMOS晶体管MP3的源极端经电阻器R4连接至恒定电流源CS1，pMOS晶体管 MP3的栅极端接收参考电压Vref2，而其漏极端连接至节点Ni-。pMOS晶体管MP4的源极端经电阻器R5连接至恒定电流源CSl，pM0S晶体管MP4的栅极端接收斜坡电压Vc，而漏极端连接至节点M+。差分对单元33经节点NI+和节点NI-将偏差控制电流Io+和偏差控制电流Io-供给比较器ErrCMP。偏差控制电流Io+和偏差控制电流Io-是偏差控制信号的实例。
pMOS晶体管MP3和MP4具有相同的电流能力(capacity)、电阻器R4和R5具有相同的电阻值、并且参考电压Vref2等于斜坡电压Vc的状态被称作差分对单元33基础 (base)状态。当差分对单元33处于基础状态时，节点NI+和节点NI-具有相同的电流。也就是说，偏差控制电流Io+和偏差控制电流Io-具有相同的电流值。当斜坡电压Vc比差分对单元33处于基础状态时更低时，节点NI+将比节点NI-更大的电流供给比较器ErrCMP。 也就是说，偏差控制电流Io+变为大于偏差控制电流Io-的电流值。进一步地，当斜坡电压 Vc比差分对单元33处于基础状态时更高时，节点NI+将比节点NI-更小的电流供给比较器 ErrCMP。也就是说，偏差控制电流Io+变为低于偏差控制电流Io-的电流值。当斜坡电压Vc低于参考电压Vref2时，较低的斜坡电压Vc增大相对于偏差控制电流Io-的电流值的偏差控制电流Io+的电流值。随着延迟时间的终止以及斜坡电压Vc 的增大，偏差控制电流Io+下降，偏差控制电流Io-增大。比较器ErrCMP包括恒定电流源CS2、恒定电流源CS3、pMOS晶体管MP5、pMOS晶体管MP6、nMOS晶体管丽4、nMOS晶体管丽5、nMOS晶体管丽6、电阻器R6和电阻器R7。pMOS晶体管MP5的栅极端是比较器ErrCMP的反相输入端。该pMOS晶体管MP5的栅极端接收反馈电压Vfb，而该pMOS晶体管MP5的源极端连接至恒定电流源CS2。pMOS晶体管MP6的栅极端是比较器ErrCMP的非反相输入端。该pMOS晶体管MP6的栅极端接收参考电压Vref，而该pMOS晶体管MP6的源极端连接至恒定电流源CS2。nMOS晶体管MN4的漏极端与栅极端连接至pMOS晶体管MP5的漏极端。该nMOS晶体管MN4的源极端连接至节点NI-，并且经电阻器R6连接至地电位。nMOS晶体管丽5的栅极端连接至PMOS晶体管MP6的漏极端。nMOS晶体管丽5通过与nMOS晶体管MN4分享栅极端而形成电流镜像电路。nMOS晶体管丽5的漏极端连接至pMOS晶体管MP6的漏极端，而该 nMOS晶体管MN5的源极端连接至节点NI+，并且经电阻器R7连接至地电位。nMOS晶体管丽6的栅极端连接至pMOS晶体管MP6的漏极端和nMOS晶体管丽5的漏极端。该nMOS晶体管MN6的源极端接连接至地电位，而漏极端连接至恒定电流源CS3。 作为pMOS晶体管MP6的漏极电压的控制信号comp_out从比较器ErrCMP输出。比较器ErrCMP的输入偏差电压由从节点NI+和节点NI-流向该比较器ErrCMP的偏差控制电流Io+和偏差控制电流Io-控制。在平衡状态(即Vfb = Vref)下，此处假设比较器ErrCMP的pMOS晶体管MP5和 MP6具有相同的电流能力，nMOS晶体管MN4和丽5具有相同的电流能力，并且电阻器R6和 R7具有相同的电阻值。首先，将讨论斜坡电压Vc低于参考电压Vref2的情形。在此情形下， 偏差控制电流Io+大于偏差控制电流Ιο-。与偏差控制电流Io+等于偏差控制电流Io-的情况相比，流至比较器ErrCMP的电阻器R7的电流大于流至电阻器R6的电流。因此，电阻器R7的端电压大于电阻器R6的端电压，并且nMOS晶体管MN5的源极和漏极之间的电压小于nMOS晶体管MN4的源极和漏极之间的电压。因此，与nMOS晶体管MN4相比，可通过nMOS 晶体管丽5被放电的电流减小了。也就是说，当反馈电压Vfb等于参考电压Vref，并且相同的电流量从pMOS晶体管MP5和pMOS晶体管MP6供给nMOS晶体管丽4和nMOS晶体管丽5 时，可通过nMOS晶体管丽5放电的电流小于可通过nMOS晶体管MN4放电的电流。因此， nMOS晶体管丽5的漏极端电压变为大于nMOS晶体管MN4的漏极端电压。因此，当将相同的电压施加至比较器ErrCMP的pMOS晶体管MP5和pMOS晶体管MP6的栅极端时，输出控制信号C0mp_0ut变化至低电平。在反馈电压Vfb等于参考电压Vref的状态下，作为比较器 ErrCMP的输出信号的控制信号C0mp_0ut没有被反相。为了将该控制信号C0mp_0ut反相至高电平，反馈电压Vfb比参考电压Vref小至少一特定电压是必要的。该特定电压是比较器ErrCMP的输入偏差电压。反馈电压Vfb低于参考电压Vref并且控制信号C0mp_0ut被反相时的输入偏差电压被称作负输入偏差电压。接着，将描述在平衡状态下斜坡电压Vc大于参考电压Vref 2的情形。在此情形下， 偏差控制电流Io+小于偏差控制电流Ιο-。与偏差控制电流Io+等于偏差控制电流Io-的情况相比，流至比较器ErrCMP的电阻器R7的电流小于流至电阻器R6的电流。因此，电阻器R7的端电压小于电阻器R6的端电压，并且nMOS晶体管MN5的源极和漏极之间的电压大于nMOS晶体管MN4的源极和漏极之间的电压。因此，与nMOS晶体管MN4相比，可通过 nMOS晶体管丽5被放电的电流增加了。也就是说，当反馈电压Vfb等于参考电压Vref，并且相同的电流量从PMOS晶体管MP5和pMOS晶体管MP6供给nMOS晶体管MN4和nMOS晶体管丽5时，可通过nMOS晶体管丽5放电的电流大于从nMOS晶体管丽4可放电的电流。因此，nMOS晶体管丽5的漏极端电压变为小于nMOS晶体管MN4的漏极端电压。因此，当将相同的电压施加至比较器ErrCMP的pMOS晶体管MP5和pMOS晶体管MP6的栅极端时，输出控制信号C0mp_0ut变化至高电平。在反馈电压Vfb等于参考电压Vref的状态下，作为比较器ErrCMP的输出信号的控制信号C0mp_0ut没有被反相。为了将该控制信号C0mp_0ut反相至低电平，反馈电压Vfb比参考电压Vref大至少一特定电压是必要的。该特定电压是输入偏差电压。反馈电压Vfb大于参考电压Vref并且控制信号C0mp_0ut被反相时的输入偏差电压被称作正输入偏差电压。当斜坡电压Vc小于参考电压Vref2时，随着斜坡电压Vc的增大，偏差控制电流 Io+下降，而偏差控制电流Io-增大。这会使得比较器ErrCMP的负输入偏差电压下降。当斜坡电压Vc变为等于参考电压Vref2时，偏差控制电流Io+的电流量变为等于偏差控制电流Io-的电流量。因此，比较器ErrCMP的输入偏差电压变为零。当斜坡电压Vc大于参考电压Vref2时，随着斜坡电压Vc增大，偏差控制电流Io+增大，而偏差控制电流Io-下降。 也就是说，比较器ErrCMP的正输入偏差电压增大。比较器ErrCMP将反馈电压Vfb与通过从参考电压Vref中减去负输入偏差电压而获得的电压相比较，或者与通过将正输入偏差电压加入至参考电压Vref而获得的电压相比较。当反馈电压Vfb的电压值变得较低时，由比较器ErrCMP所输出的控制信号C0mp_0ut 从低电平切换至高电平。图3示出通过第一实施例的偏差控制放大器2和偏差控制电路3A对比较器 ErrCMP执行的控制。当控制信号PWM变化至高电平时，开关SWl导通，而开关SW2不导通， 并且开关电源设备1在由导通周期生成电路6生成的导通周期Ton期间供应电力。接着， 当控制信号PWM变化至低电平时，开关SWl不导通，而开关SW2导通。接着，当控制信号PWM 变化至高电平时，开关SWl导通，而开关SW2不导通，并且开关电源设备1供应电力。这种循环重复进行。偏差控制放大器2是误差(error)放大器，用于放大参考电压Vref与反馈电压 Vfb之间的电压差。一般地，这种误差放大器设置有相位补偿电路等。因而，输入/输出响应的带宽(band)受到限制。这也适用于偏差控制放大器2。通常，偏差控制放大器2的带宽低于开关电源设备1的开关频率。因此，在偏差控制放大器2中，通过开关电源设备1 的开关操作使反馈电压Vfb平滑，并且该反馈电压Vfb (脉动电压)的平均值被误差放大 (error-amplified)。可认为偏差控制放大器2的输入/输出响应是反馈电压Vfb的平均值。当反馈电压Vfb的平均值大于参考电压Vref时，反馈电压Vfb的平均值与参考电压Vref之间的较大的电压差使得从偏差控制放大器2中输出的控制信号Vamp的电压下降。此处，将控制信号Vamp输入至延迟生成单元31a内的nMOS晶体管丽Ia的栅极端。 由于nMOS晶体管丽Ia的跨导，较低电压的控制信号Vamp使得该nMOS晶体管丽Ia的源极与漏极之间的电流减小。这使得流至nMOS晶体管丽Ia和pMOS晶体管MPla的电流减小。 这也使在nMOS晶体管丽Ia与pMOS晶体管MPla的漏极端生成的电压增大，该nMOS晶体管丽Ia与pMOS晶体管MPla的漏极端连接至pMOS晶体管MPla的栅极端。因此，输入至连接于pMOS晶体管MPla的pMOS晶体管MPh的栅极端的电压增大。这使充电电流Idelaya的电流量减小，该充电电流Idelaya是pMOS晶体管MPh的源极与漏极之间流过的电流。用于电容器Cla的充电电流的减小增加了直到反相器INV的输入端电压超过该反相器INV的反相阈值为止的时间。在图3中，将从控制信号PWM变化至低电平并且利用充电电流Idelaya 对电容器Cla充电开始的时间至控制信号de out变化至低电平的时间的周期定义为延迟周期(td2、td0、tdl)。在此情形下，反馈电压Vfb的平均值相对于参考电压Vref的增加使得延迟周期增加。因此，反馈电压Vfb的平均值相对于参考电压Vref的增加延长了截止周期(off period)。此处，在图3中将从时间0至时间t0的周期与从时间0至时间tl的周期相比较。在此方式下，由导通周期生成电路6生成的导通周期被固定。因而，较长的截止周期使得工作时间(on-duty)减少。在降压(st印-down)型开关电源设备中，工作时间值与输入电压Vin的相乘结果变为等于输出电压Vout的平均值。因此，较长的截止周期使得输出电压Vout的平均值下降。这样使得反馈电压Vfb下降。接着，当反馈电压Vfb的平均值低于参考电压Vref时，反馈电压Vfb的平均值与参考电压Vref之间的较大的电压差使得从偏差控制放大器2输出的控制信号Vamp的电压增大。此处，将控制信号Vamp输入至延迟生成单元31a的nMOS晶体管丽Ia的栅极端。 由于nMOS晶体管丽Ia的跨导，较高电压的控制信号Vamp使该nMOS晶体管丽Ia的源极与漏极之间的电流增大。这使得流至nMOS晶体管丽Ia和pMOS晶体管MPla的电流增大。这也使在nMOS晶体管丽Ia与pMOS晶体管MPla的漏极端生成的电压增大，该nMOS晶体管丽Ia与pMOS晶体管MPla的漏极端连接至pMOS晶体管MPla的栅极端。因此，输入至连接于 pMOS晶体管MPla的pMOS晶体管MPh的栅极端的电压下降。因而，这使充电电流Idelaya 的电流量增大，该充电电流Idelaya是从pMOS晶体管MPh的源极和漏极之间流过的电流。 用于电容器Cla的充电电流Idelaya的增加使得直到反相器INV的输入端电压超过该反相器INV的反相阈值为止的时间变短。在图3中，将从控制信号PWM变化至低电平并且利用充电电流Idelaya对电容器Cla充电开始的时间至控制信号de_out变化至低电平的时间的周期定义为延迟周期。在此情形下，由于反馈电压Vfb的平均值相对于参考电压Vref减小，所以使延迟周期变短。因此，反馈电压Vfb的平均值相对于参考电压Vref的下降使得截止周期变短。此处，在图3中将从时间0至时间t0的周期与从时间0至时间t2的周期相比较。由于导通周期生成电路6，导通周期被固定。这样使截止周期变短，而使工作时间增加。变短的截止周期使得输出电压Vout增大。这样增大了反馈电压Vfb的平均值。在此方式下，反馈电压Vfb和参考电压Vref被输入至比较器ErrCMP。当该反馈电压Vfb小于通过从参考电压Vref减去负输入偏差电压(其随着时间的过去而减小)而获得的值、参考电压Vref、和通过将正输入偏差电压(其随着时间的过去而增大)加入至参考电压Vref而获得的值中的任意一个时，作为比较器ErrCMP的输出信号的控制信号comp_ out从低电平变化至高电平。然后，控制信号PWM变化至高电平，并且开关电源设备的开关循环开始。进一步地，导通周期开始。在导通周期期间，开关SWl导通，而开关SW2不导通。 然后，控制信号PWM变化至低电平，导通周期终止，截止周期开始。在导通周期期间，当该反馈电压Vfb小于通过从参考电压Vref减去负输入偏差电压(其随着时间的过去而减小) 而获得的值、参考电压Vref、和通过将正输入偏差电压(其随着时间的过去而增大)加入至参考电压Vref而获得的值中的任意一个时，作为比较器ErrCMP的输出信号的控制信号 comp_out再次从低电平变化至高电平。也就是说，控制信号PWM变化至高电平，并且开关电源设备1的下一开关循环开始。在此方式下，开关电源设备1的开关循环重复进行。反馈电压Vfb与通过将负输入偏差电压或正输入偏差电压(随着时间的过去而改变)施加至参考电压Vref而获得的电压相比较。因而，偏差变化速度被反映至比较器ErrCMP的比较结果。即使由输出电压Vout的脉动电压造成的反馈电压Vfb的变化很小，通过加强电压的周期性变化，也可以执行比较。因此，比较器ErrCMP的响应变快，进而确保比较器型开关电源设备1的高速响应。进一步地，将反馈电压Vfb与参考电压Vref输入至偏差控制放大器2。该偏差控制放大器2输出控制信号Vamp，该控制信号Vamp与反馈电压Vfb的平均值与参考电压Vref 之差相对应。在控制信号PWM变化至低电平之后，该控制信号Vamp被输入至延迟生成单元 31a,并且一直控制该周期直到控制信号de_0ut变化至低电平为止。由于反馈电压Vfb相对于参考电压Vref增大，所以控制信号Vamp的电压下降。这使得用于电容器Cla的充电电流Idelay下降。因此，直到控制信号de_0ut变化至低电平为止的延迟周期被延长。相反，如果反馈电压Vfb相对于参考电压Vref减小，则控制信号Vamp的电压增大。这使得用于电容器Cla的充电电流Idelay增加。因此，直到控制信号de_0ut变化至低电平为止的延迟周期变短。在控制信号PWM变化至低电平之后，当该反馈电压Vfb小于通过从参考电压Vref减去负输入偏差电压(其随着时间的过去而减小)而获得的值、参考电压VrefJP 通过将正输入偏差电压(其随着时间的过去而增大)加入至参考电压Vref而获得的值中的任意一个时，作为比较器ErrCMP的输出信号的控制信号C0mp_0ut从低电平切换至高电平。然后，将控制信号PWM变化至高电平的周期设置为截止周期。较长的截止周期减少了工作时间。这样使得输出电压Vout下降。进一步地，变短的截止周期增加了工作时间。这样使得输出电压Vout增大。反馈电压Vfb的平均值被控制为通过重复增加和减少工作时间而与参考电压Vref —致。因此，不管脉动电压是大还是小，输出电压Vout都被控制在通过参考电压Vref设置的目标电压。也就是说，该输出电压Vout被控制为与通过参考电压Vref所设置的值相一致，而不管输出电压Vout的脉动。换言之，不管输出电压Vout的脉动的差异如何，都可改善该输出电压的精确度。现在，将参照图4来描述开关电源控制电路11的第二实施例。图4所示的偏差控制电路3B是图1所示的偏差控制电路3的一个实例。比较器ErrCMP与第一实施例相同， 因而不进行描述。偏差控制电路;3B包括斜坡生成单元32b和差分对单元33。差分对单元33与第一实施例相同，因而不进行描述。在斜坡生成单元32b中，从偏差控制放大器2中输出的控制信号Vamp被输入至 nMOS晶体管丽Ib的栅极端。控制信号Vamp是与反馈电压Vfb的平均值和参考电压Vref 之差相对应的控制信号。偏差控制放大器2根据输入至反相输入端的反馈电压Vfb和输入至非反相输入端的参考电压Vref来输出该控制信号Vamp。电阻器R!3b连接在nMOS晶体管丽Ib的源极端与地电位之间。pMOS晶体管MPlb和 PMOS晶体管MP2b形成电流镜像电路。pMOS晶体管MPlb的漏极端连接至nMOS晶体管丽Ib 的漏极端。PMOS晶体管MP2b为电容器C2b供应充电电流Ioffsetb，该充电电流Ioffsetb 具有与流至nMOS晶体管丽Ib的电流相同的值，或者具有流至该nMOS晶体管丽Ib的电流的特定倍数的值。电容器C2b的一端连接至地电位，而另一端连接至pMOS晶体管MP2b的漏极端、 nMOS晶体管丽北的漏极端和差分对单元33内的pMOS晶体管MP4的栅极端。在该电容器 C2b的另一端生成的电压称作斜坡电压Vc。nMOS晶体管MN!3b的源极端连接至地电位，而该 nMOS晶体管丽北的栅极端接收控制信号PWM。因此，在该控制信号PWM变化至高电平在周期期间，电容器C2b被放电，进而斜坡电压Vc下降。在输入至nMOS晶体管丽北的栅极端的控制信号PWM变化至低电平的周期期间，通过pMOS晶体管MP2b利用充电电流Ioffsetb 对电容器C2b充电。作为电容器C2b的端电压的斜坡电压Vc以与充电电流Ioffsetb相对应的速度增大。图5是示出通过第二实施例的偏差控制放大器2和偏差控制电路:3B对比较器 ErrCMP执行的控制的示图。控制信号PWM的循环与第一实施例相同，将不再描述。当反馈电压Vfb的平均值大于参考电压Vref时，反馈电压Vfb与参考电压Vref 之间的较大的电压差使得从偏差控制放大器2输出的控制信号Vamp的电压下降。此处，控制信号Vamp被输入至斜坡生成单元32b的nMOS晶体管丽Ib的栅极端。 根据nMOS晶体管丽Ib的跨导，控制信号Vamp的减小使得nMOS晶体管丽Ib的源极与栅极之间的电流减小。因而，nMOS晶体管丽Ib和pMOS晶体管MPlb的源极与漏极之间的电流减小。这样，使得在nMOS晶体管丽Ib和pMOS晶体管MPlb的漏极端生成的电压增大，该nMOS 晶体管丽Ib和pMOS晶体管MPlb的漏极端连接至pMOS晶体管MPlb的栅极端。因此，输入至连接于PMOS晶体管MPlb的pMOS晶体管MP2b的栅极的电压增大。这使充电电流Idelay 的电流量减小，该充电电流Idelay是从pMOS晶体管MP2b流动的源极和漏极之间流过的电流。控制信号Vamp输入至nMOS晶体管丽Ib的栅极端。当在线性区域中驱动该nMOS晶体管MNlb时，执行控制以使得充电电流Ioffsetb的电流量随着控制信号Vamp的电压下降而下降。因此，当反馈电压Vfb的平均值大于参考电压Vref时，反馈电压Vfb与参考电压Vref之间的较大的电压差使得供给电容器C2b的电流减小。因此，直到作为电容器C2b的端电压的斜坡电压Vc达到与参考电压Vref2相同的电压为止的时间被延长。当斜坡电压 Vc在控制信号PWM变化至低电平之后达到与参考电压Vref 2相同的电压时，比较器ErrCMP 的输入偏差电压变为零。然后，当该反馈电压Vfb小于通过从参考电压Vref减去负输入偏差电压(其随着时间的过去而减小)而获得的值、参考电压Vref、和通过将正输入偏差电压(其随着时间的过去而增大)加入至参考电压Vref而获得的值中的任意一个时，比较器 ErrCMP输出的控制信号C0mp_0ut从低电平变化至高电平。图5示出当比较器ErrCMP的输入偏差电压为零时的情形，其中，反馈电压Vfb变得低于参考电压Vref，并且比较器ErrCMP 输出的控制信号C0mp_0ut从低电平切换至高电平。控制信号PWM变化至高电平的周期被称作截止周期。因此，由于反馈电压Vfb相对于参考电压Vref增大，所以截止周期变长。较长的截止周期减少了工作时间。这样使得输出电压Vout的平均值和反馈电压 Vfb下降。接着，当反馈电压Vfb的平均值小于参考电压Vref时，反馈电压Vfb与参考电压 Vref之间的较大的电压差增大了从偏差控制放大器2输出的控制信号Vamp的电压。此处，控制信号Vamp被输入至斜坡生成单元32b的nMOS晶体管丽Ib的栅极端。 较高的控制信号Vamp响应于nMOS晶体管丽Ib的跨导而使该nMOS晶体管丽Ib的源极与漏极之间的电流增大。因此，nMOS晶体管丽Ib和pMOS晶体管MPlb的源极与漏极之间的电流增大。这样使得在PMOS晶体管MPlb的栅极端和连接至nMOS晶体管MNlb与pMOS晶体管MPlb的漏极端处生成的电压下降。因此，输入至连接于pMOS晶体管MPlb WpMOS晶体管MP2b的栅极端的电压下降。因而，充电电流Ioffsetb的电流量(其是从pMOS晶体管 MP2b的源极和漏极之间流过的电流)减小。控制信号Vamp被输入至nMOS晶体管丽Ib的栅极端。当在线性区域中驱动该nMOS晶体管MNlb时，执行控制以使得充电电流Ioffsetb 的电流量随着控制信号Vamp的电压的增大而增大。在此方式下，当反馈电压Vfb的平均值小于参考电压Vref时，该反馈电压Vfb与参考电压Vref之间的较大的电压差使得供给电容器C2b的电流增加。因此，使得直到作为电容器C2b的端电压的斜坡电压Vc达到与参考电压Vref2相同的电压为止的时间变短。当斜坡电压Vc在控制信号PWM变化至低电平之后达到与参考电压Vref 2相同的电压时，比较器ErrCMP的输入偏差电压变为零。当该反馈电压Vfb小于通过从参考电压Vref减去负输入偏差电压(其随着时间的过去而减小)而获得的值、参考电压Vref、和通过将正输入偏差电压(其随着时间的过去而增大)加入至参考电压Vref而获得的值中的任意一个时，比较器ErrCMP输出的控制信号C0mp_0ut从低电平变化至高电平。直到控制信号PWM变化至高电平为止的周期被称作截止周期。因此，由于反馈电压Vfb相对于参考电压Vref增大，所以截止周期变短。因此，截止周期变短，而工作时间增加。因此，输出电压Vout的平均值和反馈电压 Vfb增大。将反馈电压Vfb与参考电压Vref输入至偏差控制放大器2。该偏差控制放大器 2输出控制信号Vamp，该控制信号Vamp与反馈电压Vfb的平均值和参考电压Vref之差相对应。该控制信号Vamp被输入至斜坡生成单元32b，并且控制供给电容器C2b的充电电流 Ioffsetb。斜坡电压Vc作为电容器C2b另一端的电压，以与充电电流Ioffsetb的电流相对应的速度增大。因而，控制信号Vamp控制斜坡电压Vc的增加速度。这样，在控制信号 PWM变化至低电平之后，控制直到斜坡电压Vc和参考电压Vref2达到相同电压并且比较器 ErrCMP的输入偏差电压变为零为止的周期。由于反馈电压Vfb相对于参考电压Vref开始增加，所以斜坡电压Vc的增加速度下降，并且直到斜坡电压Vc和参考电压Vref2达到相同电压且比较器ErrCMP的输入偏差电压变为零为止的周期延长了。相反，如果反馈电压Vfb 相对于参考电压Vref减小，则使得斜坡电压Vc的增加速度增加，并且直到斜坡电压Vc和参考电压Vref 2达到相同电压且比较器ErrCMP的输入偏差电压变为零为止的周期变短了。 在控制信号PWM变化至低电平之后，当该反馈电压Vfb小于通过从参考电压Vref减去负输入偏差电压(其随着时间的过去而减小)而获得的值、参考电压Vref、和通过将正输入偏差电压(其随着时间的过去而增大)加入至参考电压Vref而获得的值中的任意一个时，作为比较器ErrCMP的输出信号的控制信号C0mp_0ut从低电平变化至高电平。直到控制信号 PWM变化至高电平为止的周期被称作截止周期。较长的截止周期减少了工作时间，进而使得输出电压Vout下降。进一步地，较短的截止周期增加了工作时间，进而使得输出电压Vout 增加。通过重复增加和减少工作时间，反馈电压Vfb的平均值被控制为与参考电压Vref相一致。因此，不管脉动电压是大还是小，输出电压Vout都被控制在通过参考电压Vref设置的目标电压。例如，不管输出电压Vout的脉动的差异如何，都可改善该输出电压的精确度。现在将参照图6来描述根据第三实施例的开关电源控制电路11。图6所示的偏差控制电路3C是图1所示的偏差控制电路3的一个实例。比较器ErrCMP与第一实施例相同，因而不进行描述。偏差控制电路3C包括斜坡生成单元32c和差分对单元33。斜坡生成单元32c包括电容器C2c、恒定电流源CSOc和nMOS晶体管MN3c。nMOS 晶体管丽3c具有连接至地电位的源极端；连接至电容器C2c和差分对单元33的pMOS晶体管MP4的栅极端的漏极端；以及接收控制信号PWM的栅极端。电容器C2c具有连接至地电位的一端，以及连接至nMOS晶体管丽3c的漏极端和差分对单元33 WpMOS晶体管MP4的栅极端的另一端。将在该电容器C2c的另一端生成的电压称作斜坡电压Vc。因此，在该控制信号PWM变化至高电平的周期期间，电容器C2c被放电。这使得作为电容器C2c的另一端的电压的斜坡电压Vc下降。在控制信号PWM变化至低电平的周期期间，通过恒定电流源CSOc利用充电电流Ioffsetc对电容器C2c充电。斜坡电压Vc以与充电电流Ioffsetc相一致的速度增大。差分对单元33与第一实施例和第二实施例的不同之处在于从偏差控制放大器2 中输出的控制信号Vamp被输入至pMOS晶体管MP3的栅极端。图7是示出通过第三实施例的偏差控制放大器2和偏差控制电路3C执行的比较器ErrCMP的控制的示图。控制信号PWM的循环与第一实施例相同，因而不进行描述。控制信号Vamp与反馈电压Vfb的平均值和参考电压Vref之差相对应。输出该控制信号Vamp的偏差控制放大器2包括输入参考电压Vref的反相输入端，以及输入反馈电压Vfb的非反相输入端。控制信号Vamp被输入至差分对单元33的pMOS晶体管MP3的栅极端。斜坡电压Vc连接至差分对单元33的pMOS晶体管MP4的栅极端。当反馈电压Vfb的平均值大于参考电压Vref时，反馈电压Vfb与参考电压Vref 之间电压差的增加使得从偏差控制放大器2输出的控制信号Vamp的电压增大。
在控制信号PWM变化至低电平之后，较高电压的控制信号Vamp延长了直到斜坡电压Vc达到与控制信号Vamp相同的电压为止的时间，其中，该斜坡电压Vc是在该电容器C2c 的另一端的电压，其以与充电电流Ioffsetc的电流相对应的速度增大。当该斜坡电压Vc达到与控制信号Vamp相同的电压后，比较器ErrCMP的输入偏差电压变为零。然后，当该反馈电压Vfb小于通过从参考电压Vref减去负输入偏差电压(其随着时间的过去而减小)而获得的值、参考电压Vref、和通过将正输入偏差电压(其随着时间的过去而增大)加入至参考电压Vref而获得的值中的任意一个时，比较器ErrCMP输出的控制信号C0mp_0ut从低电平变化至高电平。图7示出当比较器ErrCMP的输入偏差电压为零时的情形，其中，反馈电压Vfb小于参考电压Vref，并且比较器ErrCMP输出的控制信号C0mp_0ut从低电平变化至高电平。直到控制信号PWM变化至高电平为止的周期被称作截止周期。因此，由于反馈电压Vfb相对于参考电压Vref开始增大，所以截止周期变长。在此方式下，较长的截止周期减少了工作时间。因此，较长的截止周期使得输出电压Vout的平均值和反馈电压Vfb下降。接着，当反馈电压Vfb的平均值小于参考电压Vref时，反馈电压Vfb与参考电压 Vref之间的较大的电压差使得偏差控制放大器2降低了控制信号Vamp的电压的输出电压。在控制信号PWM变化至低电平之后，较低电压的控制信号Vamp缩短了直到斜坡电压Vc达到与控制信号Vamp相同的电压为止的时间，其中，该斜坡电压Vc是在该电容器C2c 的另一端的电压，其以与充电电流IofTsetc的电流相对应的速度增大。在该控制信号PWM 变化至低电平之后，当该反馈电压Vfb小于通过从参考电压Vref减去负输入偏差电压(其随着时间的过去而减小)而获得的值、参考电压Vref、和通过将正输入偏差电压(其随着时间的过去而增大)加入至参考电压Vref而获得的值中的任意一个时，比较器ErrCMP输出的控制信号C0mp_0ut从低电平变化至高电平。直到控制信号PWM变化至高电平为止的周期被称作截止周期。因此，由于反馈电压Vfb相对于参考电压Vref开始增大，所以截止周期缩短。在此方式下，较短的截止周期增加了工作时间。因而，较短的截止周期使得输出电压Vout的平均值和反馈电压Vfb增加。反馈电压Vfb和参考电压Vref被输入至偏差控制放大器2。该偏差控制放大器2 根据反馈电压Vfb的平均值和参考电压Vref之差来输出控制信号Vamp。控制信号Vamp被输入至差分对单元33内的pMOS晶体管MP3的栅极端，并且斜坡电压Vc被输入至pMOS晶体管MP4的栅极端。直到斜坡电压Vc (以恒定速度增加)和控制信号Vamp达到相同的电压为止的时间根据控制信号Vamp的电压值来控制。由于反馈电压Vfb相对于参考电压Vref 增加，所以控制信号Vamp的电压增加，并且直到斜坡电压Vc与控制信号Vamp达到相同电压为止且比较器ErrCMP的输入偏差电压变为零的周期延长了。相反，如果反馈电压Vfb相对于参考电压Vref减小，则控制信号Vamp的电压也下降，并且直到斜坡电压Vc与控制信号Vamp达到相同电压为止且比较器ErrCMP的输入偏差电压变为零的的周期缩短了。在该控制信号PWM变化至低电平之后，当斜坡电压Vc与控制信号Vamp达到相同电压并且反馈电压Vfb小于通过从参考电压Vref减去负输入偏差电压(其随着时间的过去而减小)而获得的值、参考电压Vref、和通过将正输入偏差电压(其随着时间的过去而增大)加入至参考电压Vref而获得的值中的任意一个时，比较器ErrCMP输出的控制信号C0mp_0ut从低电平变化至高电平。直到控制信号PWM变化至高电平为止的周期被称作截止周期。较长的截止周期使得工作时间和输出电压Vout减小。进一步地，较短的截止周期使得工作时间和输出电压Vout增加。执行控制以通过重复增加或减少工作时间而使得反馈电压Vfb的平均值与参考电压Vref相一致。因此，不管脉动电压是大还是小，输出电压Vout被控制在通过参考电压Vref设置的目标电压。例如，不管输出电压Vout的脉动的差异如何，都可以改善该输出电压的精确度。图8是示出包括有开关电源设备1的电子设备200的框图。该电子设备200的实例例如包括便携式装置、个人计算机、蜂窝式电话和数码相机。该电子设备200包括电池 110、开关电源设备1和负载电路100。该电池110例如是锂离子电池。可替换地，该电池 110由串联联接多个锂离子电池单元形成。负载电路100例如是模拟电路、数字电路、微处理器、发光元件、显示设备、传感器等等。开关电源设备1或Id从电池110接收输出电压、 将该输出电压转变为特定电压，并且将电源电压供给负载电路100。如上详细所述，在本发明第一实施例中，比较器ErrCMP接收反馈电压Vfb和参考电压Vref。当输入至比较器ErrCMP的反馈电压Vfb小于通过从参考电压Vref减去负输入偏差电压(其随着时间的过去而减小)而获得的值、参考电压Vref、和通过将正输入偏差电压(其随着时间的过去而增大)加入至参考电压Vref而获得的值中的任意一个时，作为比较器ErrCMP的输出信号的控制信号C0mp_0ut从低电平变化至高电平。然后，控制信号 PWM变化至高电平，进而开关电源设备1的开关循环开始。反馈电压Vfb与参考电压Vref 相比较，以施加随着时间的经过而变化的负输入偏差电压或正输入偏差电压。因此，比较器 ErrCMP执行比较，以反映偏差的变化速度。即使反馈电压Vfb的变化由于输出电压Vout的脉动电压而很小，通过加强电压的周期性变化，也可以执行该比较。因此，比较器ErrCMP的响应更加迅速，进而确保比较器型开关电源设备1中的高速响应操作。进一步地，响应于反馈电压Vfb的平均值与参考电压Vref之差，在控制信号PWM 变化至低电平之后，偏差控制放大器2控制直到控制信号de_0ut变化至低电平为止的延迟周期。由于反馈电压Vfb相对于参考电压Vref增加，所以延迟周期变得更长。相反，如果反馈电压Vfb相对于参考电压Vref减小，则延迟周期变得更短。在延迟时间从控制信号PWM 变化至低电平后开始经过之后，作为比较器ErrCMP的输出信号的控制信号C0mp_0ut从低电平变化至高电平，并且控制信号PWM变化至高电平。当将该周期称作截止周期时，较长的截止周期使得工作时间和输出电压Vout减小。进一步地，变短的截止周期使得工作时间和输出电压Vout增大。执行控制以通过重复增加或减少工作时间而使得反馈电压Vfb的平均值与参考电压Vref相一致。因此，不管脉动电压是大还是小，输出电压Vout被控制在通过参考电压Vref设置的目标电压。也就是说，该输出电压Vout被控制为与通过参考电压 Vref所设置的值相一致，而不管输出电压Vout的脉动。因而，不管输出电压Vout的脉动的差异如何，都可改善该输出电压的精确度。进一步地，在本发明第二实施例中，偏差控制放大器2响应于反馈电压Vfb的平均值与参考电压Vref之差来控制斜坡电压Vc的增加速度。这样，在控制信号PWM变化至低电平并且比较器ErrCMP的输入偏差电压变为零之后，控制直到斜坡电压Vc和参考电压 Vref2达到相同的电压为止的周期。由于反馈电压Vfb相对于参考电压Vref增加，所以该斜坡电压Vc的增加速度下降，并且直到比较器ErrCMP的输入偏差电压变为零为止的周期被延长了。相反，如果反馈电压Vfb相对于参考电压Vref下降，则该斜坡电压Vc的增加速度增大，并且直到比较器ErrCMP的输入偏差电压变为零为止的周期变短了。截止周期通过控制直到比较器ErrCMP的输入偏差电压变为零为止的周期来控制。其它操作和优点与第一实施例相同。在本发明第三实施例中，偏差控制放大器2输出与反馈电压Vfb的平均值和参考电压Vref之差相对应的控制信号Vamp。直到斜坡电压Vc (以恒定速度增加)和控制信号 Vamp达到相同的电压为止的时间根据控制信号Vamp的电压值来控制。由于反馈电压Vfb 相对于参考电压Vref增加，所以直到比较器ErrCMP的输入偏差电压变为零的的周期延长了。相反，如果反馈电压Vfb相对于参考电压Vref下降，则直到比较器ErrCMP的输入偏差电压变为零的的周期缩短了。截止周期通过控制直到比较器ErrCMP的输入偏差电压变为零为止的周期来控制。其它操作和优点与第一实施例相同。对于本领域技术人员而言很明显的是，本发明可以按照许多其它的特定形式体现出来而不脱离本发明的精神或范围。特别地，应当理解，本发明可以按照如下方式体现出来。还可按照相同的方式将本发明应用于固定频率的比较器型系统中。例如。如图9所示， 图1所示的导通生成电路6可以由振荡电路7来替代，该振荡电路7将振荡信号提供至RS 触发器5的复位端R。第一实施例的恒定电流源CSOa和第三实施例的恒定电流源CSOc可以由根据线圈电流(coil current)而生成电流的电流源来替代。在第一实施例和第二实施例中，差分对单元33可以由不包括电阻器R4和pMOS晶体管MP3而包括恒定电流源CSl、电阻器R5和pMOS晶体管MP4的电路来替代。例如，pMOS 晶体管MP4的源极端经电阻器R4连接至恒定电流源CSl，pM0S晶体管MP4的栅极端接收斜坡电压Vc，而该pMOS晶体管MP4的漏极端连接至节点Ni+。差分对单元33经节点NI+将偏差控制电流Io+供给比较器ErrCMP。因此，比较器ErrCMP的输入偏差电压由偏差控制电流Io+的电流来控制。开关电源控制电路11是电源控制器的一个实例，反馈电压Vfb是反馈电压的一个实例，比较器ErrCMP是比较器的一个实例，斜坡生成单元32a、32b以及32c和差分对单元 33是偏差应用电路的一个实例，偏差控制放大器2是放大器的一个实例，延迟生成单元31a 是延迟电路的一个实例，斜坡生成单元32a、32b以及32c是充电电路的一个实例，参考电压 Vref2或者控制电压Vamp是特定电压的一个实例，差分对单元33是差分对的一个实例，开关电源设备1和Id是电源的一个实例。本文所述的所有实例和条件性(conditional)语言都是用于教示目的，以帮助读者理解本发明的原理和发明人贡献的用以促进技术进步的思想，同时本文所述的所有实例和条件性的语言应理解为不是对具体叙述的实例和条件的限制，对说明书中的实例的组织也不涉及对发明的优劣示出。虽然本发明的实施例已被详细描述，但可以理解的是，可对其做各种变化、替代和改变而不脱离本发明的精神和范围。
权利要求
1.一种比较器型电源控制器，用于控制输出电压，所述电源控制器包括比较器，将对应于所述输出电压的反馈电压与参考电压相比较，并且在所述反馈电压相对于所述参考电压下降时指示供电；偏差应用电路，连接至所述比较器，用以控制所述比较器的输入偏差电压，其中在所述供电停止之后，所述偏差应用电路在所述反馈电压变得低于所述参考电压时，随着时间的经过使得所述输入偏差电压下降；以及放大器，对所述反馈电压与所述参考电压的电压差进行放大； 其中，所述偏差应用电路根据所述放大器的输出电压随着所述电压差的增大而增大所述输入偏差电压的变化速度。
2.根据权利要求1所述的电源控制器，其中所述偏差应用电路包括延迟电路，该延迟电路根据所述放大器的输出电压来延迟所述输入偏差电压的变化开始时间。
3.根据权利要求2所述的电源控制器，其中所述偏差应用电路包括充电电路，响应于从所述延迟电路供应的所述输入偏差电压的变化开始命令开始充电；以及差分对，接收所述充电电路的输出电压和特定电压，并且生成划分的电流，其中所述划分的电流从所述差分对流向所述比较器的负载。
4.根据权利要求1所述的电源控制器，其中所述偏差应用电路包括充电电路，该充电电路具有根据所述放大器的输出电压而控制的充电电流；以及所述输入偏差电压的变化根据所述充电电路的输出电压来调节。
5.根据权利要求4所述的电源控制器，其中所述偏差应用电路包括差分对，该差分对接收所述充电电路的输出电压和特定电压，并且生成划分的电流，其中所述划分的电流从所述差分对流向所述比较器的负载。
6.根据权利要求1所述的电源控制器，其中所述偏差应用电路包括 充电电路，当所述供电停止时开始充电；以及差分对，接收所述充电电路的输出电压和所述放大器的输出电压，并且生成划分的电流；其中所述划分的电流从所述差分对流向所述比较器的负载。
7.一种电子设备，包括 比较器型电源；以及负载电路，供应有来自所述电源的电力，其中，所述电源包括比较器，将对应于所述电源的输出电压的反馈电压与参考电压相比较，其中，所述比较器在所述反馈电压相对于所述参考电压下降时指示供电；偏差应用电路，连接至所述比较器，其中，所述偏差应用电路控制所述比较器的输入偏差电压，并且在所述供电停止之后，所述偏差应用电路在所述反馈电压变得低于所述参考电压时，随着时间的经过使得所述输入偏差电压下降；以及放大器，对所述反馈电压与所述参考电压的电压差进行放大； 其中，所述偏差应用电路根据所述放大器的输出电压随着所述电压差的增大而增大所述输入偏差电压的变化速度。
8.一种用于控制比较器型电源的方法，其中该比较器型电源控制输出电压，所述方法包括将对应于所述输出电压的反馈电压与参考电压相比较； 当所述反馈电压相对于所述参考电压下降时，指示供电；在所述供电停止之后，当所述反馈电压变得低于所述参考电压时，随着时间的经过使得所述电源的所述比较器的输入偏差电压下降；以及随着所述反馈电压和所述参考电压的电压差的增加而增加所述输入偏差电压的变化速度。
9.一种控制输出电压的比较器型电源控制器，所述电源控制器包括 比较器，将对应于所述输出电压的反馈电压与参考电压相比较；偏差控制电路，连接至所述比较器，其中所述偏差控制电路控制所述比较器的输入偏差电压；以及放大器，对所述反馈电压与所述参考电压的电压差进行放大，并且将所放大的电压差供给所述偏差控制电路；其中，所述偏差控制电路包括斜坡生成单元，包括有由充电电流进行充电的电容器；以及差分对，接收所述电容器的充电电压和特定电压，并且生成划分的电流， 其中所述划分的电流从所述差分对流向所述比较器的负载；以及所述斜坡生成单元根据所放大的电压差通过延迟所述电容器的充电开始时间或者改变所述电容器的充电电压的增加速度，来改变所述充电电压的充电曲线。全文摘要
一种控制输出电压的比较器型电源控制器。所述电源控制器包括将对应于所述输出电压的反馈电压与参考电压相比较的比较器，其中，所述比较器在所述反馈电压相对于所述参考电压下降时指示供电；连接至所述比较器的偏差应用电路，所述偏差应用电路控制所述比较器的输入偏差电压，并且在所述供电停止之后，所述偏差应用电路在所述反馈电压变得低于所述参考电压时，随着时间的经过使得所述输入偏差电压下降；对所述反馈电压与所述参考电压的电压差进行放大的放大器，所述偏差应用电路根据所述放大器的输出电压随着所述电压差的增大而增大所述输入偏差电压的变化速度。
文档编号H02M3/157GK102447387SQ20111021956
公开日2012年5月9日 申请日期2011年7月27日 优先权日2010年10月5日
发明者宫前亨 申请人:富士通半导体股份有限公司