专利名称：多相开关电源转换电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种电源转换电路，尤其涉及一种多相开关电源转换电路。
背景技术：
随着针对电源产品的高功率密度，高效率的要求不断提升，提升电路的工作频率变得越来越重要。对于常见脉冲宽度调制(pulse width modulation, PWM)模式的电源转换电路来说，高开关频率能够减小电源的体积，但同时意味着较大的开关损耗。谐振模式的电源转换电路因为利用了谐振网络，开关管的导通状态损耗与脉冲宽度调制模式的电源转换电路相比可能会有所增加。但是随着开关元件的进步，开关元件的导通状态电阻不断下降，由于导通状态损耗带来的损耗增加越来越有限。而谐振模式的电源转换电路往往拥有零电压或零电流开关条件以减小开关损耗，所以在高频工作下能够达到很高效率。同时由于开关频率的提高，电路体积也能够减小。因此，现在谐振模式的电源转换电路越来越受到重视并得到广泛应用。谐振模式的电源转换电路是达成高频率，高功率密度，高效率的重要方案之一。请参阅图1，其为传统谐振模式的直流-直流电源转换电路的电路方框示意图。如图1所示，包含多个开关管的开关电路Al将输入电压源Vin进行斩波而产生一高频脉动电压，该高频脉动电压通过由谐振电感Lr、谐振电容Cr等组成的谐振网络A2进行谐振变换， 使变压器iTr的初级绕组(primary winding)产生电压变化，而将电能通过变压器Tr传送至连接于次级绕组(secondary winding)的滤波整流输出电路A3滤波及整流而产生输出电压Vo。其中，滤波整流输出电路A3往往包括输出电容Co，整流开关管Sw (例如二极管， M0SFET)等，有时也包含输出滤波电感Lo。需要补充说明的是，变压器存在激磁电感和漏感，它们也可以是谐振网络的一部分。例如在LLC线路中，当电路的开关频率低于LLC谐振网络的谐振频率的情况下，激磁电感参与谐振，此时谐振网络也包含了变压器的激磁电感。请参阅图2并配合图1，图2为传统单相半桥LLC谐振模式的电源转换电路的电路示意图。如图2所示，其主要特点之一为初级绕组侧的开关管S1A2的导通为零电压导通 (zero voltage switching，ZVS)，而关断为谐振关断；当电路的开关频率低于LLC谐振网络
, 1 1
的谐振频率人=--且高于人-Ut ^t λ r
2· π-^Lr- Cr2·π· ^(Lr +Lm)- Cr次级绕组侧的开关管D1, D2会零电流关断，其中Lm为变压器Tr的激磁电感，该电感也可以通过在变压器Tr外与变压器Tr初级绕组并联一个独立的电感得到。由于该电路具备了软开关的工作条件，所以开关损耗很小，更因为电路架构简单，因此被广泛应用于例如IXD-TV、笔记本电脑(Notebook)、通信设备以及服务器的供电电路。传统单相半桥LLC谐振变换电路虽然有很多好处，但是也有其缺点。比较大的缺点是随着功率的增加，特别是输出电流的增加，输出滤波器上的电流纹波会增加很多，从而导致输出电压Vo的纹波增大。为了降低输出的纹波，必须加大输出电容Co，甚至于输出侧设置较复杂的两级式滤波电路，而这些降低输出纹波的手段，一方面增加了元件数目与体积大小，另一方面也增加了成本。当然，随着输出电流Io的增大，输入电流Iin的纹波也会对应增加，为了降低输入电流以及输出电流的纹波，两相交错谐振模式的直流-直流电源转换电路常常被采用。在专利号EP1331723A2中，提出了两相交错半桥LLC谐振模式的电源转换电路，其中两相电路的初级绕组侧的开关管在控制上存在90度相移，且开关频率相同。采用该交错技术以后， 输出电流和输入电流的纹波都会大幅度降低。然而，随着功率的进一步提高，两相交错控制谐振模式的电源转换电路也无法满足要求，需要使用多相交错谐振模式的直流-直流电源转换电路，例如三相交错控制的谐振模式的电源转换电路以更加有效的减小输出电流Io和输入电流Iin的纹波。请参阅图3，其为一种传统三相交错半桥LLC谐振模式的电源转换电路的电路示意图。如图3所示，每一相电路P1，P2，P3的输入侧与输出侧分别并联连接在一起，每一相电路Pl，P2，P3彼此之间除了输入侧与输出侧有连接关系外，并没有其他的连接关系。其中各相电路Pl，P2，P3的第一控制信号Sla，S2a, S3a与第二控制信号Slb，S2b, S3b分别为互补关系；各相电路Pl，P2，P3的第一控制信号Sla，S2a, S3a之间相位差为120度，对应各相电路 Pl, P2，P3的第二控制信号Slb，S2b，S3b之间相位差也为120度。上述的这些方案应用于耗电量较高的电子产品时，在各相电路中相互对应的元件参数，例如谐振电容值(crl, Cr2, Cr3)或、谐振电感值(Lrl, Lr2, Lr3)以及激磁电感值(Lml，Lm2， Lm3),必需毫无偏差地相同的情况下，才能使各相电路具有相同大小的电流值，且相位差为 120度。从目前大规模生产的元件能够达到的精确度来看，一般电感标示的电感值与实际的电感值之间具有-15% +15%的偏差量(tolerance)，而电容标示的电容值与实际的电容值之间具有-20 % +20%的偏差量，若要进一步提高元件的精确度，价格往往会成倍上升。由此可知，一般同样标示值的元件例如电感、电容等，电感与电容彼此之间实际的电感值与电容值具有偏差量，会造成每相电路的谐振频率有差异，且差异值的范围相当大，在同样的输入输出条件下，由于元件的一致性不好，传统多相交错谐振模式的电源转换电路的工作点也会随之有很大的变化。请参阅图4，其为图3的电流波形示意图。如图3所示，每一相电路因为对应的元件彼此之间实际电感值与电容值具有偏差量，导致第一相电流h、 第二相电流i2以及第三相电流i3的电流峰值大为不同。由上述可知，传统多相交错谐振模式的电源转换电路若各相电路中相互对应的元件参数之间有一点偏差量，就会造成各相电路之间的电流值发生很大的偏差，各相电路中变压器的初级侧(primary side)以及次级侧 (secondary side)的电流值会严重不对称，使整体电源转换电路的功率损失(power loss) 增加且效率降低甚至于电路的电子元件损坏，无法运行。Sanken公司的一篇公开于2001年3月23日的日本专利JP200178449中也发现此问题，可由此专利的图3得知各相电路不均流的情况。针对这个问题，该专利提出一个具体的解决方法，请参阅图5，其为专利号JP200178449的电源转换电路的电路示意图。如图 5所示，每一相电路的谐振网络回路上串联连接一个耦合电感，分别为L12、L22和L32，这三个耦合电感彼此之间互相耦合，通过此额外串联连接的耦合电感L12，L22，L32使每一相电路之间有较好的均流。此方法需要在每一相电路中额外加入一个元件，不但会降低电源转换电路的效率，应用于电子产品时更会增加电子产品的体积。因此，如何发展一种可改善上述公知技术缺陷的多相开关电源转换电路，实为相关技术领域目前所迫切需要解决的问题。
发明内容
本发明的目的在于提供一种多相开关电源转换电路，于提供较高输出电流至负载或电子产品时，可以有效地降低输入输出电流的纹波、输入电流的电流值以及输出电压的纹波大小，更不用加大输出电容或于输出侧设置较复杂的两级式滤波电路，元件数目不会增加、体积较小且成本较低，同时电路简单可以应用于液晶电视(LCD-TV)、笔记本电脑、手持式通信装置以及服务器。此外，于各相对应的元件参数之间有偏差量或选用偏差量较大的元件时，在不考虑相位差下，不但不会造成各相电路之间的电流值发生很大的电流差值， 更不会导致多相开关电源转换电路的电子元件损坏而无法运行。各相电路中变压器的初级侧与次级侧的电流值较对称，整体多相开关电源转换电路的功率损失较小且效率较高。负载处于高度耗电或高电流例如满载时，多相开关电源转换电路可提供较快速的响应及良好的稳定度。为达上述目的，本发明的一较广义实施方式为提供一种多相开关电源转换电路， 用以接收输入电压源的电能而产生输出电压至负载，且总相数大于等于三，多相开关电源转换电路包括多个开关电路，其中每个开关电路的输入侧连接于输入电压源的端点与第一参考端；多个变压器，每一个变压器具有初级绕组与次级绕组；多个输出整流电路，每一个输出整流电路对应连接于多个变压器的其中一个变压器的次级绕组，用以整流而产生输出电压至负载；谐振网络，为多相对称的连接关系，具有多个对称端和多相分支，谐振网络的每一个对称端分别对应连接于多个开关电路其中的一个开关电路的输出侧，多相分支共同连接于不同于输入电压源的正端点和第一参考端的谐振共接端并形成星形连接；以及控制电路，分别连接于多相开关电源转换电路的输出与多个开关电路的每一个开关电路的控制端，用以根据输出电压控制多个开关电路导通或截止，使输入电压源的电能选择性地传送至谐振网络。为达上述目的，本发明的另一较广义实施方式为提供一种多相开关电源转换电路，用以接收输入电压源的电能而产生输出电压至负载，且总相数大于等于三，多相开关电源转换电路包括多个开关电路，其中每个开关电路的输入侧连接于输入电压源的正端点与第一参考端；多个变压器，每一个变压器具有初级绕组与次级绕组；多个输出整流电路， 每一个输出整流电路对应连接于多个变压器的其中一个变压器的次级绕组，用以整流而产生输出电压至负载；谐振网络，为多相对称的连接关系，具有多个对称端、多相分支与环形电路，环形电路的每一个环形接点连接于多相分支对应的一相分支，且谐振网络的每一个对称端分别对应连接于多个开关电路其中的一个开关电路的输出侧；以及控制电路，分别连接于多相开关电源转换电路的输出与多个开关电路的每一个开关电路的控制端，用以根据输出电压控制多个开关电路导通或截止，使输入电压源的电能选择性地传送至谐振网 为达上述目的，本发明的另一较广义实施方式为提供一种多相开关电源转换电路，用以接收输入电压源的电能而产生输出电压至负载，且总相数大于等于三，该多相开关电源转换电路包括多个开关电路，其中每个开关电路的输入侧连接于输入电压源的正端点与第一参考端；多个变压器，每一个变压器具有初级绕组与次级绕组；多个输出整流电路，每一个输出整流电路对应连接于多个变压器的其中一个变压器的次级绕组，用以整流而产生输出电压至负载；谐振网络，为多相对称的连接关系，具有多个对称端与环形电路，环形电路的每一个环形接点连接于多个对称端对应的一个对称端，且谐振网络的每一个对称端分别对应连接于多个开关电路其中的一个开关电路的输出侧；以及控制电路，分别连接于多相开关电源转换电路的输出与多个开关电路的每一个开关电路的控制端，用以根据输出电压控制多个开关电路导通或截止，使输入电压源的电能选择性地传送至谐振网络。综上所述，本发明的多相开关电源转换电路于提供较高输出电流至负载或电子产品时，可以有效地降低输入输出电流的纹波、输入电流的电流峰值以及输出电压的纹波大小，更不用加大输出电容或于输出侧设置较复杂的两级式滤波电路，元件数目不会增加、体积较小且成本较低，同时电路简单可以应用于液晶电视(LCD-TV)、服务器，以及通信系统等。此外，于各相对应的元件参数之间有偏差量或选用偏差量较大的元件时，不会造成各相电路之间的电流值发生很大的电流差值，因此，不会导致多相开关电源转换电路的电子元件损坏而无法运行。各相电路中变压器的初级侧与次级侧的电流值较对称，整体多相开关电源转换电路的功率损失较小且效率较高。负载处于高度耗电例如满载时，多相开关电源转换电路可提供较快速的响应及良好的稳定度。
图1 为传统谐振模式的直流-直流电源转换电路的电路方框示意图。图2 为传统单相半桥LLC谐振模式的电源转换电路的电路示意图。图3 为传统三相交错半桥LLC谐振模式的电源转换电路的电路示意图。
图4 为图3的电流波形示意图。图5 为专利号JP200178449的电源转换电路的电路示意图。图6 为本发明较佳实施例的多相开关电源转换电路的电路方框示意图。图7 为本发明较佳实施例的多相开关电源转换电路的详细电路示意图。图8 为图7的谐振网络的等效电路示意图。图9A 为图7的多相开关电源转换电路的信号时序示意图。图9B 为图7的多相开关电源转换电路的电路波形示意图。图9C 为图7的多相开关电源转换电路的另一波形示意图。图IOA 为表格2的输出电流值与均流误差值的对应关系图。图IOB 为表格4的输出电流值与均流误差值的对应关系图。图11 为本发明另一较佳实施例的多相开关电源转换电路的详细电路示意图。图12 为本发明另一较佳实施例的多相开关电源转换电路的详细电路示意图。图13 为本发明另一较佳实施例的多相开关电源转换电路的详细电路示意图。图14 为本发明另一较佳实施例的多相开关电源转换电路的详细电路示意图。图15 为本发明另一较佳实施例的多相开关电源转换电路的详细电路示意图。图16 为本发明另一较佳实施例的多相开关电源转换电路的详细电路示意图。上述附图中的附图标记说明如下Al 开关电路A2 谐振网络A3:滤波整流输出电路 Tr:变压器Lr 谐振电感Cr 谐振电容Co:输出电容Sw:整流开关管
S1, S2:开关管D1, D2:开关管Lo 输出滤波电感Pl，P2，P3 每一相电路L12，L22，L32 耦合电感1:多相开关电源转换电路2:负载Ila Ild 第一 四开关电路 12 谐振网络12a 12d 第一 四对称端121 谐振网络的另一部分122a 122c 第一 三环形接点 14 输出滤波电路13a 13d 第一 四输出整流电路15:控制电路COMl 第一参考端COM2 第:二参考端Kr 谐振共接端
T 广 Irl T 1YA第一 四变压器Nlp 初级绕组
Nls--N4s次级绕组Qi,a Aa 第一开关
Qib^-Q4bA-Ap . 弟一.开关D1,a D4a 第一二极管
Dlb- D uAbA-Ap . 弟一.二极管Dlc 第三二极管
Dld^ D第四I 二极管Lri Lrt:第一 四谐振电感
τ 广 ijIiil T第— 四激磁电感Z1 第一 三相等效电抗
Γ 广 Wi Γ W4第一 四主谐振电容
CrIb Cr3b 弟—一 三次谐振电容
Vin输入电压源Vo 输出电压
V1--V4 第一-四相电压ii i4^一 四相电流
i。i ‘ --W‘ \ χο4第— 四输出整流电流Ic)输出电流
-- 0Ia S第— 控制信号Iin 输入电流
S -- 0Ib SA-Ap . 弟一.控制信号CSE al 第一均流误差值
CSE_a2 弟二均流误差值CSE bl 第三均流误差值
CSEb2 第四均流误差值Qlc^‘Q3c 第三开关
Qid'-Q3d第四开关Qie--Q3e 第五开关
Qid'-Q3d第六开关Cla-- C3a:第一分压电容
Clc--C3c第— 第三相电容Γ - [lb- Ca3:第二分压电容
Dle--D3e第— 整流二极管D - Lllf-D3f 第二整流二极管
Kla--K3a第— 连接K - lvIb-K3b 第二连接端
Klc- K IV3c 笛二>R——连接端 - °lc-S3c 第三控制信号
S - 0Id S第四控制信号 - °le-S3e 第五控制信号
S - 0If S °3f第六控制信号
具体实施例方式体现本发明特征与优点的一些典型实施例将在后段的说明中详细叙述。应理解的是本发明能够在不同的方式上具有各种的变化，其皆不脱离本发明的范围，且其中的说明及附图在本质上当作说明之用，而非用以限制本发明。请参阅图6，其为本发明较佳实施例的多相(大于等于三相)开关电源转换电路的电路方框示意图。如图1所示，本发明的多相开关电源转换电路1用以接收输入电压源Vin 的电能而产生额定的输出电压Vo至负载2，在本实施例中，该多相开关电源转换电路1为三相，其包括第一开关电路11a、第二开关电路lib、第三开关电路11c、谐振网络12、第一变压器Tri、第二变压器Trf、第三变压器Iri、第一输出整流电路13a、第二输出整流电路13b、第三输出整流电路13c、输出滤波电路14以及控制电路15。其中，第一开关电路11a、第二开关电路lib以及第三开关电路Ilc的输入连接于多相开关电源转换电路1的输入，第一开关电路11a、第二开关电路lib以及第三开关电路Ilc的输出分别对应连接于谐振网络12 的第一对称端12a、第二对称端12b以及第三对称端12c，用以接收输入电压源Vin的电能而分别产生第一相电压V1、第二相电压V2以及第三相电压V3。在本实施例中，第一激磁电感Lml、第二激磁电感Lm2以及第三激磁电感Lm3分别并联连接于第一变压器Tri的初级绕组Nlp、第二变压器Trt的初级绕组Rp以及第三变压器Iri 的初级绕组N%。这些激磁电感可以是变压器Tri、i;2、i;3本身的激磁电感，也可以通过在变压器Tri、Tr2, Tr3外分别并联一个独立的电感得到。谐振网络12的一部分包含第一激磁电感Lml、第二激磁电感Lm2以及第三激磁电感 Lm3，且与谐振网络的另一部分121构成三相对称的连接关系，用以分别根据第一相电压义、 第二相电压V2以及第三相电压V3形成谐振关系(resonant)，对应产生第一相电流I1、第二相电流i2、第三相电流i3流入谐振网络12，且通过谐振网络12的特性分别使第一变压器Tri 的初级绕组Nlp、第二变压器Trt的初级绕组以及第三变压器Iri的初级绕组的电压产生变化，而对应使第一变压器Tri的次级绕组Nls、第二变压器Trf的次级绕组Rs以及第三变压器Iri的次级绕组N3s产生感应电压。第一输出整流电路13a、第二输出整流电路13b以及第三输出整流电路13c的输入侧分别对应连接于第一变压器Tri的次级绕组Nls、第二变压器Trt的次级绕组N2s以及第三变压器Tri的次级绕组N3s，而第一输出整流电路13a、第二输出整流电路13b以及第三输出整流电路13c的输出侧连接于输出滤波电路14的输入侧，用以分别实现整流功能。输出滤波电路14用以减小输出电压Vo的纹波，其输出侧连接于负载2。当然在实际运用时，各变压器的次级侧也可以采用这样的结构即每一个输出整流电路的输出侧都可以连接到各自对应的输出滤波电路的输入侧，用以分别实现各自的整流滤波功能，而各个对应的输出滤波电路的输出侧则共同连接于负载。控制电路15分别连接于多相开关电源转换电路1的输出、第一开关电路Ila的控制端、第二开关电路lib的控制端以及第三开关电路Ilc的控制端，用以根据输出电压Vo 等信号产生第一相的第一控制信号Sla、第一相的第二控制信号Slb、第二相的第一控制信号 S2a、第二相的第二控制信号、第三相的第一控制信号以及第三相的第二控制信号S3b， 通过第一相的第一控制信号Sla、第一相的第二控制信号Slb、第二相的第一控制信号S2a、第二相的第二控制信号S2b、第三相的第一控制信号以及第三相的第二控制信号Sa分别控制第一开关电路11a、第二开关电路lib以及第三开关电路Ilc导通或截止，使输入电压源 Vin的电能选择性地经由第一开关电路11a、第二开关电路lib以及第三开关电路Ilc传送至谐振网络12，对应使第一开关电路11a、第二开关电路lib以及第三开关电路Ilc分别产生第一相电压V1、第二相电压V2以及第三相电压V3。第一相的第一控制信号Sla、第一相的第二控制信号Slb、第二相的第一控制信号、第二相的第二控制信号、第三相的第一控制信号S3a以及第三相的第二控制信号S3b 的开关频率是根据输出电压Vo而变化，当输出电压Vo低于额定电压值时，控制电路15会减小开关频率。反之，当输出电压Vo高于额定电压值时，控制电路15会提高开关频率。请参阅图7并配合图6，图7为本发明较佳实施例的多相开关电源转换电路的详细电路示意图。如图7所示，第一开关电路Ila包含第一开关(ila与第二开关Ab组成的半桥线路，其中第一开关电路Ila的第一开关Qla的第一端与第二端分别连接于输入电压源 Vin的正端点与谐振网络12的第一对称端12a，而第一开关电路Ila的第二开关Qlb的第一端与第二端分别连接于谐振网络12的第一对称端12a与第一参考端COMl。至于第一开关电路Ila的第一开关Cila与第二开关Qn3的控制端则分别连接于控制电路15 (未图示)， 且接收控制信号Sla和Slb而分别根据第一相的第一控制信号Sla与第二控制信号Slb导通或截止，使输入电压源Vin的电能选择性地经由第一开关Aa传送至谐振网络12的第一对称端12a，而产生第一相电压V1。相似地，第二开关电路1 Ib包含第一开关(i2a与第二开关Ab组成的半桥线路，其中第二开关电路lib的第一开关Qh的第一端与第二端分别连接于输入电压源Vin的正端点与谐振网络12的第二对称端12b，而第二开关电路lib的第二开关Ab的第一端与第二端分别连接于谐振网络12的第二对称端12b与第一参考端C0M1。至于第二开关电路lib的第一开关Aa与第二开关Q2b的控制端则分别连接于控制电路15 (未图示)，且接收控制信号和Slb而分别根据第二相的第一控制信号Sh与第二控制信号Sa导通或截止，使输入电压源Vin的电能选择性地经由第一开关传送至谐振网络12的第二对称端12b，而产生第二相电压V2。相似地，第三开关电路Ilc包含第一开关Q3a与第二开关Q3b组成的半桥线路，其中第三开关电路Ilc的第一开关的第一端与第二端分别连接于输入电压源Vin的正端点与谐振网络12的第三对称端12c，而第三开关电路Ilc的第二开关Qa的第一端与第二端分别连接于谐振网络12的第三对称端12c与第一参考端C0M1。至于第三开关电路Ilc的第一开关与第二开关Q3b的控制端分别连接于控制电路15 (未图示)，且接收控制信号 S3a和Sa而分别根据第三相的第一控制信号Sh与第二控制信号Sa导通或截止，使输入电压源Vin的电能选择性地经由第一开关(^传送至谐振网络12的第三对称端12c，而产生第三相电压V3。在本实施例中，谐振网络12包含第一谐振电感Lri、第二谐振电感L,2、第三谐振电感Lri、第一激磁电感Lml、第二激磁电感Lm2以及第三激磁电感Lm3、第一主谐振电容Cri、第二主谐振电容Crf以及第三主谐振电容(；3。其中，第一主谐振电容Cri、第一激磁电感Lml以及第一谐振电感Lri串联连接构成第一相分支(branch)，第二主谐振电容C,2、第二激磁电感 Lffl2以及第二谐振电感L,2串联连接构成第二相分支，第三主谐振电容Cri、第三激磁电感Lm3 以及第三谐振电感Lrt串联连接构成第三相分支。第一相分支连接于谐振网络12的第一对称端1 与谐振共接端Kr之间，第二相分支连接于谐振网络12的第二对称端12b与谐振共接端Kr之间，第三相分支连接于谐振网络12的第三对称端12c与谐振共接端Kr之间， 三相分支行成一个星形(Y形)连接，使得谐振网络12形成三相对称。其中，该谐振共接端 Kr是一个不同于第一参考端COMl的一个端点。第一输出整流电路13a、第二输出整流电路1 以及第三输出整流电路13c可以是但不限为半波整流或全波整流，可以使用全桥整流等方式实现，更可以采用一般的整流二极管整流或是采用同步整流管进行同步整流，在本实施例中，第一输出整流电路13a、第二输出整流电路13b以及第三输出整流电路13c为全桥整流电路。其中，第一输出整流电路 13a包含第一二极管Dla(Cliode)、第二二极管Dlb、第三二极管Dle以及第四二极管Dld，第一输出整流电路13a的第一二极管Dla与第二二极管Dlb的阴极端连接于输出滤波电路14的输入侧，第一输出整流电路13a的第三二极管Dlc;与第四二极管Dld的阳极端连接于第二参考端COM2，第一输出整流电路13a的第一二极管Dla的阳极端与第三二极管Dle的阴极端连接于第一变压器Tri的次级绕组Nls的一端，第一输出整流电路13a的第二二极管Dlb的阳极端与第四二极管Dld的阴极端连接于第一变压器Tri的次级绕组Nls的另一端。至于，第二输出整流电路13b的第一二极管D2a、第二输出整流电路13b的第二二极管D2b、第二输出整流电路13b的第三二极管D2。以及第二输出整流电路13b的第四二极管D2d、第三输出整流电路13c的第一二极管D3a、第三输出整流电路13c的第二二极管D3b、 第三输出整流电路13c的第三二极管D3e以及第三输出整流电路13c的第四二极管D3d的连接关系相似于第一输出整流电路13a，在此不再赘述。在本实施例中，输出滤波电路14包含输出电容Co，且连接于多相开关电源转换电路1的输出与第二参考端COM2之间，用以消除输出电压Vo的高频噪声。由于本发明的多相开关电源转换电路1的谐振网络12的连接关系为多相对称，因此，谐振网络12的电路特性可以简单地等效为多相的等效阻抗(impedance)，且多相的等效阻抗为多相对称连接关系，以下将以三相举例说明。请参阅图8并配合图7，图8为图7 的谐振网络的等效电路示意图。如图8所示，谐振网络12等效为第一相等效阻抗&、第二相等效阻抗以及第三相等效阻抗τ,。第一相等效阻抗\连接于谐振网络12的第一对称端1 与谐振共接端Kr之间，第二相等效阻抗\连接于谐振网络12的第二对称端12b与谐振共接端Kr之间，第三相等效阻抗L连接于谐振网络12的第三对称端12c与谐振共接端Kr之间。第一相等效阻抗&、第二相等效阻抗\以及第三相等效阻抗&分别包含了谐振网络12各分支的阻抗以及个各相的负载信息等。举例而言，依据第一相输出功率和输出电压，可以得到该相负载阻抗。将该负载阻抗等效至第一变压器Tri的初级侧再与第一变压器Tri的第一激磁电感Lml并联，之后再与第一谐振电感Lri、第一主谐振电容Cri串联，以此计算的阻抗即为第一相等效阻抗同理可以分别求得第二相等效阻抗\与第三相等效阻抗Z3O为了简化分析，可以采用谐振电路常用的频域分析方法，通过电路原理的分析，很容易得到如下公式。其中，第一相电压V1、第二相电压V2以及第三相电压V3的电压变化量 (幅值)相同，且相位差等于360度除以总相数，在本实施例中，相位差为120度，而第一相电流I1、第二相电流i2、第三相电流i3的关系式如下
.V1V2 ZiZZZ3V1 Z1//Z2 n、
「nnqnl i =_-_____________^---l--- (丄)，
L 」1 (Z2//Z3)+ Z1 (Z1//Z3)+ Z2 Z1 (Z1//Z2)+ Z3 Z1
.V2V3 Z2//Z1V1 Z2ZfZ3 、
「nnqil ι =_-_________！---^------ (Z)y
L 」2 (Z1//Z3)+ Z2 (Z1//Z2)+ Z3 Z2 (Z2//Z3)+ Z1 Z2
KV,Z2//Ζ,V2 Z1//Z3 U、
「00921 U =-----!-----1------5-1 (3 ) ο
L 」3 {ZJ/Z2) + Z, [Z2IIZ3) ^ Ζ, Z3 {ZJI Ζ,)+ Z2 Z3
由上述第一相电流I1、第二相电流i2、第三相电流I3的关系式(1)，(2)，(3)中可以看出，每一相的电流不仅和这第一相电压V1、第二相电压V2以及第三相电压V3的幅值和相位相关，还和第一相等效阻抗4、第二相等效阻抗4以及第三相等效阻抗A相关。因此， 第一相电压V1、第二相电压V2、第三相电压V3、第一相电流I1、第二相电流i2以及第三相电流込皆为向量。当第一谐振电感Lri、第二谐振电感Lrf以及第三谐振电感Lrt的电感值相等，第一主谐振电容Cri、第二主谐振电容Crf以及第三主谐振电容Crt的电容值相等，第一激磁电感 Lml、第二激磁电感Lm2以及第三激磁电感Lm3的电感值相等，即表示谐振网络12中每一相对应的元件参数相等。相对地，第一相等效阻抗&、第二相等效阻抗&以及第三相等效阻抗 Z3会相等，对应使第一相电流I1、第二相电流i2、第三相电流i3相等，且相位差为120度，在不考虑相位差下第一相电流I1、第二相电流i2、第三相电流i3的电流值实质上相等。当第一谐振电感Lri、第二谐振电感L,2以及第三谐振电感Lrt的电感值有偏差量， 或第一主谐振电容Cri、第二主谐振电容Crf以及第三主谐振电容Crt的电容值有偏差量，或第一激磁电感Lml、第二激磁电感Lm2以及第三激磁电感Lm3的电感值有偏差量，即表示谐振网络12中每一相对应的元件参数有偏差量，会对应使第一相等效阻抗&、第二相等效阻抗 Z2以及第三相等效阻抗&有偏差量。从上面关系式⑴，⑵，(3)可知，第一相电流I1不仅和第一相电压V1以及第一相等效阻抗\相关，更与第二相电压V2、第三相电压V3、第二相等效阻抗\以及第三相等效阻抗A相关。第二相电流i2不仅和第二相电压V2以及第二相等效阻抗4相关，更与第一相电压V1、第三相电压V3、第一相等效阻抗\以及第三相等效阻抗A相关。第三相电流i3 不仅和第三相电压V3以及第三相等效阻抗&相关，更与第一相电压V1、第二相电压V2、第一相等效阻抗\以及第二相等效阻抗K相关。由于，第一相电流I1、第二相电流i2、第三相电流i3的电流值会受谐振网络12中每一相对应的元件参数影响，因此，当谐振网络12中每一相对应的元件参数有偏差量时， 谐振网络12中每一相对应的元件参数会相互作用而影响第一相电流I1、第二相电流i2、第三相电流i3的电流值，使第一相电流I1、第二相电流i2、第三相电流i3的电流差值可以有效地被降低。请参阅图9A并配合图7，图9A为图7的多相开关电源转换电路的信号时序示意图。如图9A所示，第一相的第一控制信号Sla与第二控制信号S^3为互补关系，当第一相的第一控制信号Sla为高电位的使能状态(enable)时，第一相的第二控制信号为低电位的禁能状态(disable)，此时，第一开关电路Ila的第一开关Aa会根据使能状态的第一控制信号Sla而导通，输入电压源Vin的电能经由第一开关Aa传送至谐振网络12的第一对称端12a，而第一开关电路Ila的第二开关(^lb则会根据禁能状态的第二控制信号Slb而截止。 当第一相的第一控制信号Sla为低电位的禁能状态时，第一相的第二控制信号Sn^f应为高电位的使能状态，此时，第一开关电路Ila的第一开关Aa会根据禁能状态的第一控制信号 Sla而截止，输入电压源Vin的电能无法经由第一开关Qla传送至谐振网络12的第一对称端 12a，而第一开关电路Ila的第二开关(^lb则会根据使能状态的第二控制信号S^3而导通，使谐振网络12的第一对称端1 通过第二开关Gllb连接至第一参考端COMl。同样地，第二相的第一控制信号^^与第二控制信号为互补关系，第三相的第一控制信号与第二控制信号S3b为互补关系，而第二开关电路lib的第一开关(i2a和第二开关Ab、第三开关电路Ilc的第一开关和第二开关Qa—样会分别根据第二相的第一控制信号、第二相的第二控制信号S2b、第三相的第一控制信号Sh以及第三相的第二控制信号Sa的使能状态或禁能状态对应导通或截止。在本实施例中，谐振网络12为三相对称，因此，第一相的第一控制信号Sla、第二相的第一控制信号Sh以及第三相的第一控制信号Sh的相位差设定为120度，对应使第一相电压V1、第二相电压V2以及第三相电压V3的相位差为120度。请参阅图9B并配合图7，图9B为图7的多相开关电源转换电路的电路波形示意图。如图9B所示，在tO-tl时间区间，第一相的第一控制信号Sla、第二相的第二控制信号 S2b以及第三相的第一控制信号Sh为高电位的使能状态，对应使第一开关电路Ila的第一开关Aa、第二开关电路lib的第二开关Q2b以及第三开关电路Ilc的第一开关Q3a导通。在 tl-t2时间区间，第三相的第一控制信号改变为低电位的禁能状态，对应第三开关电路 Ilc的第一开关Aa截止，所以tl-t2时间区间为第三开关电路Ilc的第一开关与第二开关Q3b的死区时间。此时，正的第三相电流i3会对第三开关电路Ilc的第二开关Qa的寄生电容(未图示)放电，在第三开关电路Ilc的第二开关Qa未再次导通之前，第三开关电路Ilc的第二开关Qa的寄生电容的电压值会降低到零电压值，从而实现零电压开通。之后，由于交错相的工作方式，在t7-t8时间区间也为第三开关电路Ilc的第一开关Q3a与第二开关Qa的死区时间，此时，第三相的第一控制信号与第二控制信号S3b同时为禁能状态，对应使第三开关电路Ilc的第一开关Q3a与第二开关Q3b同时截止。相似地，在t3-t4时间区间为第二开关电路lib的第一开关Q2a与第二开关Q2b的死区时间，在t5-t6时间区间为第一开关电路Ila的第一开关Qla与第二开关Qlb的死区时间。请参阅图9C并配合图7与图9B，图9C为图7的多相开关电源转换电路的另一波形示意图。第一输出整流电路13a输出的第一输出整流电流U、第二输出整流电路1 输出的第二输出整流电流i。2以及第三输出整流电路13c输出的第三输出整流电流i。3分别为第一相电流I1、第二相电流i2以及第三相电流i3经过整流后得到，即是将第一相电流I1、第二相电流i2以及第三相电流i3小于零的部分依据时间轴轴对称后变成大于零的整流电流。 因此如图9B所示的第一相电流I1、第二相电流i2以及第三相电流i3的相位差为120度，对应使图9C所示的第一输出整流电路13a输出的第一输出整流电流U、第二输出整流电路 13b输出的第二输出整流电流i。2以及第三输出整流电路13c输出的第三输出整流电流i。3 的相位差为60度。由于，第一输出整流电流U、第二输出整流电流i。2以及第三输出整流电流i。3在不同时间为峰值(peak)，因此，第一输出整流电流U、第二输出整流电流i。2以及第三输出整流电流i。3相加后(U+U+iJ的波形会具有较小的纹波，对应使多相开关电源转换电路 1的输出电流Io的纹波有效地被降低。同理，第一相电流I1、第二相电流i2以及第三相电流i3在不同时间为峰值，因此， 第一相电流I1、第二相电流i2以及第三相电流込相加后(ii+i2+i3)的波形(未图示)会具有较小的纹波，同样可以有效地降低多相开关电源转换电路1的输入电流Iin的纹波。请参阅表格1，其为谐振网络中每一相的元件参数值。如表格1所示，第一激磁电感Lml、第二激磁电感Lm2以及第三激磁电感Lm3的平均电感值为99. 6微亨(micro-henry，
15μ H)，依计算式(al)定义并计算三相激磁电感值的偏差度如下
权利要求
1.一种多相开关电源转换电路，用以接收一输入电压源的电能而产生一输出电压至一负载，且总相数大于等于三，该多相开关电源转换电路包括多个开关电路，其中每个开关电路的输入侧连接于该输入电压源的一正端点与一第一参考端；多个初级绕组；多个次级绕组，系各自与对应的该初级绕组磁耦合连接；一谐振网络，具有多个端点和多相分支，该谐振网络的每一个端点分别对应连接于该多个开关电路其中的一个开关电路的输出侧，该多相分支系连接于至少一共接端，且该共接端不同于该输入电压源的该正端点和该第一参考端。
2.如权利要求1所述的多相开关电源转换电路，更包含多个输出整流电路，每一个输出整流电路对应连接于该多个次级绕组的其中一次级绕组，用以整流而产生该输出电压至该负载；以及一控制电路，连接于该多相开关电源转换电路的输出与该多个开关电路的每一个开关电路的控制端，用以因应该输出电压控制该多个开关电路导通或截止，使该输入电压源的电能选择性地传送至该谐振网络；其中该谐振网络的该多个端点分别与该多个开关电路其中的一个开关电路的输出侧连接，且为对称，该多相分支系连接于该共接端并形成一星形连接。
3.如权利要求2所述的多相开关电源转换电路，其中该谐振网络包含多个主谐振电容与多个谐振电感，该多相分支的每一相分支包含了串联连接的该多个主谐振电容的一个主谐振电容以及该多个谐振电感中与该主谐振电容对应的一个谐振电感。
4.如权利要求3所述的多相开关电源转换电路，其中该多个谐振电感分别对应为该多个变压器的每一个变压器的该初级绕组的漏电感。
5.如权利要求3所述的多相开关电源转换电路，其中该谐振网络更包含多个次谐振电容，且该多个次谐振电容的每一个次谐振电容对应连接于该多相分支的一相分支与该第一参考端之间，或连接于该多相分支的一相分支与该输入电压源的该正端点之间。
6.如权利要求3所述的多相开关电源转换电路，其中该多相分支的每一相分支更包含一个激磁电感串联连接于该主谐振电容以及该谐振电感。
7.如权利要求6所述的多相开关电源转换电路，其中该多相分支的每一相分支的该激磁电感为该多个变压器的一个变压器的该激磁电感。
8.如权利要求6所述的多相开关电源转换电路，其中该多相分支的每一相分支的该激磁电感为与该多个变压器的每一个变压器的该初级绕组并联的独立电感。
9.如权利要求2所述的多相开关电源转换电路更包含至少一输出滤波电路连接于该多个输出整流电路与该负载之间，用以减小该输出电压的纹波。
10.如权利要求9所述的多相开关电源转换电路，其中该输出滤波电路包含一输出电容连接于该多个输出整流电路。
11.如权利要求2所述的多相开关电源转换电路，其中该控制电路因应该输出电压产生多相的第一控制讯号，且该多相的第一控制讯号之间具有一相位差。
12.如权利要求11所述的多相开关电源转换电路，其中该控制电路因应该输出电压产生多相的第二控制讯号，且该多相的第二控制讯号与对应该多相的第一控制讯号为互补关系。
13.如权利要求12所述的多相开关电源转换电路，其中该多相的第一控制讯号与第二控制讯号的开关频率因应该输出电压而变化。
14.如权利要求11所述的多相开关电源转换电路，其中该相位差为360度除以总相数。
15.如权利要求2所述的多相开关电源转换电路，其中该多个输出整流电路为半波整流式或全波整流式电路。
16.如权利要求2所述的多相开关电源转换电路，其中该多个开关电路的每一个开关电路包含一第一开关，该第一开关的第一端、第二端与控制端分别连接于该输入电压源的该正端点、该谐振网络对应的对称端与该控制电路；以及一第二开关，该第二开关的第一端、第二端与控制端分别连接于该谐振网络对应的对称端、该第一参考端与该控制电路；其中，该控制电路应该输出电压控制该多个开关电路的每一个开关电路的该第一开关与该第一开关导通或截止，使该输入电压源的电能选择性地传送至该谐振网络。
17.如权利要求2所述的多相开关电源转换电路，其中该多个开关电路的每一个开关电路包含一第三开关，连接于该输入电压源的该正端点与对应一相的第一连接端之间； 一第四开关，连接于对应一相的第一连接端与该谐振网络对应的一对称端之间； 一第五开关，连接于该谐振网络对应的对称端与对应一相的第二连接端之间； 一第六开关，连接于对应一相的第二连接端与该第一参考端之间； 一第一相电容，连接于对应一相的第一连接端与第二连接端之间； 一第一分压电容，连接于该输入电压源的该正端点与对应一相的第三连接端之间； 一第二分压电容，连接于对应一相的第三连接端与该第一参考端之间； 一第一整流二极管，连接于对应一相的第三连接端与第一连接端之间；以及一第二整流二极管，连接于对应一相的第二连接端与第三连接端之间； 其中，每一相的该第三开关、该第四开关、该第五开关以及该第六开关的控制端分别连接于该控制电路，且分别因应对应的控制讯号导通或截止，使该输入电压源的电能选择性地经由该多个开关电路传送至该谐振网络。
18.如权利要求1所述的多相开关电源转换电路，更包含多个输出整流电路，分别连接于该次级绕组，用以整流而产生该输出电压至该负载；以及一控制电路，连接于该多相开关电源转换电路的输出与该多个开关电路的每一个开关电路的控制端，用以应该输出电压控制该多个开关电路导通或截止，使该输入电压源的电能选择性地传送至该谐振网络；其中该谐振网络的该多个端点分别与该多个开关电路其中的一个开关电路的输出侧连接，且为对称，该多相分支系连接于该共接端并形成一环形连接。
19.如权利要求18所述的多相开关电源转换电路，其中该谐振网络包含多个主谐振电容与多个谐振电感。
20.如权利要求19所述的多相开关电源转换电路，其中该环形电路由该多个主谐振电容互相环形连接构成。
21.如权利要求20所述的多相开关电源转换电路，其中该谐振网络更包含多个变压器对应的一个变压器的该初级绕组，该多相分支的每一相分支由该多个谐振电感对应的一个谐振电感与该多个变压器对应的一个变压器的该初级绕组互相串联连接构成。
22.如权利要求19所述的多相开关电源转换电路，其中该环形电路由该多个谐振电感互相环形连接构成。
23.如权利要求22所述的多相开关电源转换电路，其中该谐振网络更包含多个变压器对应的一个变压器的该初级绕组，该多相分支的每一相分支由该多个主谐振电容对应的一个主谐振电容与该多个变压器对应的一个变压器的该初级绕组互相串联连接构成。
24.如权利要求19所述的多相开关电源转换电路，其中该谐振网络更包含多个变压器对应的一个变压器的该初级绕组，该环形电路由该多个变压器的每一个变压器的该初级绕组互相环形连接构成。
25.如权利要求24所述的多相开关电源转换电路，其中该多相分支的每一相分支由该多个主谐振电容对应的一个主谐振电容与该多个谐振电感对应的一个谐振电感互相串联连接构成。
26.如权利要求19所述的多相开关电源转换电路，其中该谐振网络更包含多个变压器对应的一个变压器的该初级绕组，该环形电路由该多个变压器的每一个变压器的该初级绕组，该多个主谐振电容对应的每一个主谐振电容以及该多个谐振电感对应的每一个谐振电感互相环形连接构成。
27.—种控制多相开关电源转换电路的方法，使该多相开关电源转换电路接收一输入电压源的电能而产生一输出电压至一负载，其中该多相开关电源转换电路包含多个开关电路以及一谐振网络，每一该开关电路具有一输入侧以及一输入侧，每一该输入侧连接于该输入电压源的一正端点与一第一参考端，该谐振网络具有多个端点和多相分支，该每一个端点分别对应连接于该多个开关电路其中的一个开关电路的输出侧，该多相分支连接至少一共接端，且该共接端不同于该输入电压源的该正端点和该第一参考端，该方法的步骤包括产生多个第一控制讯号以及多个第二控制讯号，使该输入电压源的电能选择性地传送至该谐振网络；以及控制该多个第一控制讯号之间具有相位差。
28.如权利要求27所述的控制多相开关电源转换电路的方法，其中该多个第二控制讯号与该多个第一控制讯号为互补关系。
29.如权利要求观所述的控制多相开关电源转换电路的方法，其中更包含下列步骤依据该输出电压调整该多个第一控制讯号以及该多个第二控制讯号。
30.如权利要求四所述的控制多相开关电源转换电路的方法，其中于上述依据该输出电压调整该多个第一控制讯号以及该多个控制讯号的步骤中更包含一子步骤，即当该输出电压的值低于一额定值时，减少该多个第一控制讯号的开关频率以及该多个第二控制讯号的开关频率。
31.如权利要求四所述的控制多相开关电源转换电路的方法，其中于上述依据该输出电压调整该多个第一控制讯号以及该多个控制讯号的步骤中更包含一子步骤，即当该输出电压的值高于一额定值时，增加该多个第一控制讯号的开关频率以及该多个第二控制讯号的频率。
全文摘要
一种多相开关电源转换电路，且总相数大于等于三，其包括多个开关电路；多个变压器，每一个变压器具有初级绕组与次级绕组；多个输出整流电路，每一个输出整流电路连接于对应一个变压器的次级绕组；谐振网络为多相对称，具有多个对称端和多相分支，每一个对称端分别对应连接于一个开关电路的输出侧，多相分支共同连接于不同于输入电压源的正端点和第一参考端的谐振共接端并形成星形连接；控制电路，分别连接于多相开关电源转换电路的输出与每一个开关电路的控制端，用以根据输出电压控制多个开关电路导通或截止。本发明可以有效地降低输入输出电流的纹波、输入电流的电流峰值以及输出电压的纹波大小，可提供较快速的响应及良好的稳定度。
文档编号H02M3/335GK102403907SQ201110350630
公开日2012年4月4日 申请日期2009年7月7日 优先权日2009年7月7日
发明者刘腾, 周子颖, 应建平 申请人:台达电子工业股份有限公司