无传感器无刷电机的驱动装置的制作方法

专利名称：无传感器无刷电机的驱动装置的制作方法
技术领域：
本公开文件大致涉及一种无传感器无刷电机的驱动装置。
背景技术：
作为一种类型的直流无刷电机，实际上使用一种已知的无传感器型电机，该电机没有设置用于检测转子的转动位置的传感器。该已知的无传感器无刷电机设置有位置检测电路，该位置检测电路用于通过检测在不通电时间区(non-energization time zone)电机定子的电枢绕组的端子处产生的感应电压来检测转子相对于一对磁极的旋转位置。基于检测到的转子的旋转位置，电源控制装置确定将电源电压提供至电枢绕组的通电时间区。典型地由逆变器电路配置的电源电路根据所确定的通电时间区将电源电压提供至电枢绕组， 从而使得电枢绕组通电。具有三相电枢绕组的电机经常采用这样一种驱动方法根据转子的旋转位置以120度电角度的间隔(pitch)轮流顺序将多个端子通电。在该驱动方法中， 通电时间区可能超过120度电角度，并且可能与多个相位重叠。此外，在大多数情况下，电源电路是通过脉冲宽度调制(PWM)方法来控制的，从而占空比是可变的，以调节输出转矩。如上所述由位置检测电路检测到的感应电压是通过转子的磁极对和处于不通电时间区的电枢绕组之间的磁通交链(magnetic flux interlinkage)产生的。因此,感应电压依赖于电枢绕组和转子的相对旋转位置而变化，因而感应电压可以是用于检测旋转位置的指标。然而，顺序生成感应电压的相位随着端子被顺序轮流通电而改变。传统上应用三相合成型电路系统和三相独立型电路系统作为用于检测感应电压的电路系统。通常来讲，在这两种电路系统中，通过比较器将感应电压与参考电压比较，在比较结果改变的时机 (timing)检测转子的参考旋转位置。作为电源电压值的一半的中间级值或者以Y形接线彼此连接的电枢绕组的中性点电压被应用作为参考电压。在JPH7_222487A(以下称作专利参考文献I)中公开了应用于无传感器无刷电机的上述类型的位置检测装置的例子。在专利参考文献I中公开的无刷电机的驱动装置配置为包括位于定子绕组(电枢绕组)的端子和控制装置之间的低通滤波器电路、位于以Y形接线彼此连接的定子绕组的中性点和该控制装置之间的平滑电路、以及设置在该控制装置中的比较器。因此，通过移除低通滤波器电路中作为高频分量的PWM信号，适当地检测在端子处生成的感应电压。另一方面，由于平滑电路的作用，中性点处的电势经常是指检测信号的中心处的参考电压，因而控制装置可以获得用于位置检测的正确信号。然而，在无传感器无刷电机中，如果转子的旋转速度被控制到较低，则与定子绕组交链(interlink)的磁通的变化减小，因而,感应电压的绝对值减小。此外，由于PWM控制的占空比(duty ratio)被控制为较小，因此在端子处生成感应电压的持续时间变小从而与工作时间段一致。由于上述两个因素的协同作用，低通滤波器电路的输出变得极低，因而， 根据专利参考文献I中公开的驱动装置可能难以准确地检测旋转位置。相反，根据不包括低通滤波器电路的已知配置，即使转子的旋转速度下降，感应电压也不会极度减小。然而，感应电压呈现出只包括工作时间段并且其持续时间短的断续波形。因此，从比较器输出的比较结果也包括断续波形，并且如果在适当的时机读出比较器的输出，则可以检测出位置。在位置检测电路中读出比较器的输出的时机通常是脉冲宽度调制信号的下降相(falling phase)，S卩，工作时间段结束的时刻。这是因为逆变器控制电路和逆变器电路包括传输延迟时间，因而上述时机对于读出输出中的变化是适当的，该输出中的变化在由传输延迟时间延迟的工作时间段期间在比较器中产生。然而，即使在不包括低通滤波器电路的配置中，如果在低速范围下占空比极度减小，导致工作时间段变得短于传输延迟时间，则也将检测不到旋转位置。这是因为在比较器中工作时间段的整个持续时间被延迟并且是在脉冲宽度调制信号的下降相之后出现，基本上不存在在位置检测电路中读出比较器的输出的时机。因而需要一种无传感器无刷电机的驱动装置，即使当转子的旋转数低时该驱动装置也能够可靠地检测转子的旋转位置，因而与已知的无传感器无刷电机的驱动装置相比， 该驱动装置能够以更低的旋转数被驱动。

发明内容
根据本公开文件的一个方案，一种无传感器无刷电机的驱动装置包括逆变器电路，向所述无传感器无刷电机的三相电枢绕组的三相端子提供电源电压，所述电源电压的占空比通过脉冲宽度调制方法是可变的，所述无传感器无刷电机设置有包括所述三相电枢绕组的定子和包括一对磁极的转子；PWM生成器电路，生成脉冲宽度调制信号，所述脉冲宽度调制信号包括对应于所指示的(commanded)占空比的占空比或对应于所述电机的所指示的旋转数的占空比；位置检测电路，在所述脉冲宽度调制信号的特定相位运行，检测在处于不通电时间区的端子处感应的感应电压，并基于检测到的所述感应电压检测所述转子的旋转位置，在所述不通电时间区中，电源电压不从所述逆变器电路提供至所述端子；逆变器控制电路，确定通电时间区并将基于所述通电时间区和所述脉冲宽度调制信号的通电控制信号传输至所述逆变器电路，在所述通电时间区中，基于由所述位置检测电路检测到的所述转子的旋转位置，所述电源电压被提供至每个相位的端子；以及PWM延迟电路，通过基于在所述逆变器控制电路和在所述逆变器电路中的传输延迟时间将所述脉冲宽度调制信号延迟来生成用于位置检测的脉冲宽度调制信号，其中，所述位置检测电路在所述用于位置检测的脉冲宽度调制信号的特定相位运行。根据以上描述的结构，所述无传感器无刷电机的驱动装置包括逆变器电路、PWM生成器电路、位置检测电路和逆变器控制电路。该驱动装置还包括PWM延迟电路，该PWM延迟电路通过根据传输延迟时间将所述脉冲宽度调制信号延迟来生成用于位置检测的脉冲宽度调制信号。位置检测电路在用于位置检测的脉冲宽度调制信号的特定相位运行。换句话说，位置检测电路的运行时机被延迟了用于检测的脉冲宽度调制信号相对于脉冲宽度调制信号的延迟量。另一方面，在处于不通电时间区的端子处感应的感应电压在工作时间段生成，该工作时间段被延迟了逆变器控制电路和逆变器电路中的传输延迟时间。此处，延迟量和传输延迟时间彼此对应，因而位置检测电路以一种及时的方式在生成感应电压的工作时间段内运行。结果是，即使在低旋转速度下占空比减小并且工作时间段缩短，位置检测电路也可以检测转子的旋转位置，因此，位置检测部可靠地检测转子的旋转位置。因此，无传感器无刷电机的驱动装置可以以更低的转子旋转数被驱动。
根据本公开文件的另一个方案，在所述PWM延迟电路中的所述用于位置检测的脉冲宽度调制脉冲的延迟量基本上与所述感应电压相对于所述脉冲宽度调制信号的所述传输延迟时间一致。根据上述描述的结构，位置检测部紧跟在生成感应电压的工作时间段完成之前运行，因此，可靠地检测到了转子的旋转位置直到占空比接近于零。结果是，实施例的无传感器无刷电机的驱动装置与已知的无传感器无刷电机的驱动装置相比可以以更低的旋转数来被驱动。根据本公开文件的又一个方案，所述位置检测电路包括位于所述位置检测电路的输入侧的滤波器部，所述感应电压被输入至所述滤波器部；所述PWM延迟电路生成包括对于所述滤波器部处的传输延迟时间的考虑的用于位置检测的脉冲宽度调制信号。根据上述描述的结构，如果设置了滤波器部从而例如限制包括在感应电压中的波动(ripple)或噪声，则考虑滤波器部中的传输延迟时间来适当地调整位置检测电路的运行时机。因而，即使在占空比减小的情况下也能够可靠地检测转子的旋转位置。根据本公开文件的又一个方案，所述PWM延迟电路中的用于位置检测的脉冲宽度调制信号的延迟量被设置为可变的。该传输延迟时间可以依赖于例如逆变器电路的特性(包括逆变器电路的额定值和规格)并依赖于电机本体的情况而改变。位置检测电路的输入侧的滤波器部中的传输延迟时间也可以改变。因此，根据以上描述的结构，通过将延迟量设置为可变的，一种类型的 PWM延迟电路可以响应以上描述的改变。根据本公开文件的又一个方案，所述PWM生成器电路的脉冲宽度调制信号的下降相控制所述电源电压的下降时机，并且所述位置检测电路在所述用于位置检测的脉冲宽度调制信号的下降相运行。换句话说，用于位置检测的PWM信号的下降相是指工作时间段的完成。该位置检测电路在包括相对于用于位置检测的PWM信号的延迟的同时所生成的感应电压的工作时间段运行，并且可靠地检测转子的旋转位置。根据本公开文件的又一个方案，逆变器控制电路将所述通电控制信号传输至所述逆变器电路，所述通电控制信号除了包括所述通电时间区和脉冲宽度调制信号的考虑之外，还包括用于补偿在所述逆变器电路和在所述位置检测电路中的传输延迟时间的超前角的考虑。根据以上描述的结构，无传感器无刷电机的驱动装置可以结合控制超前角的逆变器控制电路来使用，进而获取与以上描述类似的效果。此外，可以通过调节超前角来适当地调整通电时间区的时机，因而可以获得足够的电机效率。根据本公开文件的又一个方案，所述用于位置检测的脉冲宽度调制信号的方波波形具有与所述脉冲宽度调制信号的波形形状相同的形状，并且包括相对于所述脉冲宽度调制信号的延迟量。根据本公开文件的又一个方案，所述延迟量是通过将所述感应电压相对于所述脉冲宽度调制信号的所述传输延迟时间加到所述滤波器部中的传输延迟时间而获得的量。根据本公开文件的又一个方案，所述滤波器部是低通滤波器。根据本公开文件的又一个方案，所述三相电枢绕组以三角形接线彼此连接。
根据本公开文件的又一个方案，所述三相电枢绕组以Y接线彼此连接。


本公开文件的前述和附加特征和特性将从以下考虑参照附图所进行的详细描述中变得清晰，其中图I是示出在此公开的第一实施例的无传感器无刷电机的驱动装置的整体配置的视图；图2是描述用于通过根据第一实施例的驱动装置的逆变器控制电路来控制无传感器无刷电机的通电时间区和不通电时间区的方法的表；图3是示出通过图2中描述的控制在每个相位的端子处生成的电压波形的视图；图4是描述在对应于图3中30度电角度的点之前和之后，基于第一实施例的驱动装置的每个部分的电压波形检测转子的参考旋转位置的操作的视图；图5是描述用于基于根据已知的驱动装置的每个部分的电压波形来检测转子的参考旋转位置的操作的视图；图6是描述在占空比减小的情况下根据第一实施例的用于检测转子的参考旋转位置的操作的视图；图7是描述在占空比减小的情况下检测不到转子的参考旋转位置的已知驱动装置的操作的视图；图8是示出在此公开的第二实施例的无传感器无刷电机的驱动装置的整体配置的视图；以及图9是示出在此公开的第三实施例的无传感器无刷电机的驱动装置的整体配置的视图。
具体实施例方式将参照图I到图4和图6来描述根据第一实施例的无传感器无刷电机的驱动装置的配置和驱动操作。驱动装置I的配置在图I中示出，该驱动装置I通过使用逆变器电路 2来致动无传感器无刷电机9，在该逆变器电路2中电源电压的占空比通过脉冲宽度调制 (PWM)方法(以下将脉冲宽度调制称作PWM)是可变的。无传感器无刷电机9设置有定子91和转子100，定子91包括以三角形接线法(Λ 接法)彼此连接的三相电枢绕组92、93、94( BP,UV电枢绕组92、VW电枢绕组93和WU电枢绕组94)，转子100包括一对磁极S、N，然而该无传感器无刷电机9不包括用于检测转子100 的旋转位置的传感器。定子91包括U相端子95U、V相端子95V和W相端子95W(即，三相端子)。UV电枢绕组92连接至U相端子95U并连接至V相端子95V，从而被定位在U相位端子95U和V相位端子95V之间，Vff电枢绕组93连接至V相端子95V并连接至W相端子 95W,从而被定位在V相端子95V和W相端子95W之间，WU电枢绕组94连接至W相端子95W 并连接至U相端子95U，从而被定位在W相端子95W和U相端子95U之间。根据第一实施例，不限制定子91的电枢绕组92、93、94的数量以及转子100的磁极S、N的对数。驱动装置I由逆变器电路2、位置检测电路3、逆变器控制电路4、PWM生成器电路 5以及PWM延迟电路6构成。逆变器电路2包括输入端子21和接地端子E，DC电源连接至输入端子21和接地端子E 二者，从而将电源电压Vcc提供至逆变器电路2。如图I所示，逆变器电路2被配置为包括三相桥。U相电源侧开关元件22U和U相接地侧开关元件23U彼此串联连接，且U相输出端子24U夹在开关元件22U和23U之间。依照类似的方式，V相电源侧开关元件22V和V相接地侧开关元件23V彼此串联连接，且V相输出端子24V夹在开关元件22V和23V之间，W相电源侧开关元件22W和W相接地侧开关元件23W彼此串联连接，且W相输出端子24W夹在开关元件22W和23W之间。对于每个开关元件22U、22V、22W、23U、23V、23W而言，例如，可以使用场效应晶体管(FET)。因而，逆变器电路2被配置为根据通电控制信号SC可控制地在导通状态和截止状态之间切换。输出端子24U、24V、24W分别经由电源线25U、25V、25W连接至定子91的端子95U、95V、95W。定子91的U相端子95U、V相端子95V和W相端子95W中的每一个均随着逆变器电路2的开关元件22U、22V、22W、23U、23V、23W被控制为打开和关闭而在三种状态之间转换。因为三种状态在U相、V相和W相是相同的，因此将以U相端子95U为例来描述三种状态。当U相电源侧开关元件22U处于导通状态而U相接地侧开关元件23U处于截止状态时， U相端子95U束缚于(tie to)电源电压Vcc。当U相电源侧开关元件22U处于截止状态而 U相接地侧开关元件23U处于导通状态时，U相端子95U束缚于零电压。当U相电源侧开关元件22U和U相接地侧开关元件23U均处于截止状态时，U相端子95U处于高阻状态。当U相端子95U处于高阻状态时，在U相端子95U处生成U相感应电压VUi。当来自转子100的一对磁极S、N的磁通与UV电枢绕组92和WU电枢绕组94交链时，生成U相感应电压VUi，其中，UV电枢绕组92和WU电枢绕组94 二者均连接至U相端子95U。因此， U相感应电压VUi根据UV电枢绕组92和WU电枢绕组94相对于转子100的旋转位置而变化，因而U相感应电压VUi可以是用于检测转子100的旋转位置的指标。U相电源侧开关元件22U和U相接地侧开关元件23U被控制为不同时处于导通状态，从而防止电源电压的短路故障。位置检测电路3通过三相合成电阻31U、31V、31W、比较器34和位置检测部37来构成。合成电阻31U、31V、31W的阻值R彼此相等。合成电阻31U、31V、31W分别位于电源线 25U、25V、25W与合成点(combined point) 32之间，该合成点是合成电阻31U、31V、31W之间的公共合成点。换句话说，三相合成电阻31U、31V、31W以Y接线彼此连接，合成点32作为 Y接线的中性点。如同后文将详细描述的，U相感应电压VUi、V相感应电压VVi和W相感应电压VWi合成，因而在合成点32处生成合成电压Vmix。U相感应电压VUi、V相感应电压 VVi和W相感应电压VWi是分别在定子91的端子95U、95V、95W处生成的感应电压。合成点 32连接至比较器34的正侧输入端子+，合成电压Vmix被输入至该正侧输入端子+。另一方面，中间级值VM( = Vcc/2)作为参考电压被输入至比较器34的负侧输入端子_。中间级值VM是通过阻值r、r彼此相等的两个电阻将DC电源的电源电压一分为二来获取的。比较器34比较输入至比较器34的正侧输入端子+的合成电压Vmix的大小与输入至比较器34的负侧输入端子-的中间级值VM的大小，并输出位置信号SX。在比较器 34的输出端子35处，如果合成电压Vmix小于中间级值VM，则位置信号SX是低电平L，如果合成电压Vmix等于或大于中间级值VM，则位置信号SX是高电平H。比较器34的输出端子 35连接至输入位置信号SX的位置检测部37。如同后文将详细描述的，位置检测部37在特定相位运行，例如，在用于位置检测的脉冲宽度调制信号SPD(即，用于位置检测的PWM信号)的下降相运行。位置检测部37 接收比较器34的位置信号SX作为输入，并在位置信号SX的高电平H和低电平L之间变化的时机检测转子100的参考旋转位置。位置检测部37还基于检测多个参考旋转位置的时间之间的时差来检测转子100的旋转速度。PWM生成器电路5生成具有方波的脉冲宽度调制信号SP ( S卩，PWM信号)。PWM信号SP的PWM频率可以是固定值或者可以被控制为可变。PWM信号SP的占空比遵循外部设备给定的指令(即，所指示的占空比)，或者是根据关于电机9的旋转数的指令(即，所指示的定子9的旋转数)在PWM生成器电路5内部导出的。在后一种情况中，电机9的旋转数和占空比之间的关系是预先获得的。例如，预先获取正相关，其中如果电机9的负荷惯性是恒定的，则增大占空比从而使得电机9的旋转数增大。PWM信号SP被传输至逆变器控制电路4并被传输至PWM延迟电路6。逆变器控制电路4获取在位置检测电路3的位置检测部37检测到的转子100的参考旋转位置以及旋转速度的信号SA，并获取来自PWM生成器电路5的PWM信号SP。根据获取的信号，逆变器控制电路4确定并传输用于控制逆变器电路2的开关元件22U、22V、22W、 23U、23V、23W打开和关闭的通电控制信号SC。PWM延迟电路6生成用于位置检测的PWM信号SH)。PWM延迟电路6获取来自PWM 生成器电路5的PWM信号SP，并通过将获取的PWM信号SP延迟初始确定的延迟量Λ Tl来生成用于位置检测的PWM信号SPD。延迟量ΛΤ1被设置为是可变的。具体地，将延迟量ΛΤ1 设置为基本上与感应电压VUi、VVi、VWi相对于PWM信号SP的传输延迟时间ΛΤ2—致。用于位置检测的PWM信号sro被传输至位置检测电路3的位置检测部37。接下来，将描述具有上述配置的根据第一实施例用于无传感器无刷电机的驱动装置I所进行的电机9的驱动操作。图2是描述用于通过根据第一实施例的驱动装置I的逆变器控制电路4来控制无传感器无刷电机9的通电时间区和不通电时间区(即，逆变器控制电路4确定通电时间区)的方法的表。如图2所示，逆变器控制电路4执行在包括时间段A到时间段F这6个时间段期间每个端子95U、95V、95W的状态控制。在图2的表中，第一行表不6个时间段，每一列表不每个端子95U、95V、95W在每个时间段的状态。在该表中， “Hi-Z”表示高阻状态，“L”表示零电压限制状态，“PWM”表示PWM控制状态。在该说明书中，PWM频率的一个周期中提供电源电压的时间段被称作工作时间段 (on-duty period)。在大约120度电角度上的多个工作时间段中，持续向特定相位提供电源电压的时间段被称作通电时间区。通常，工作时间段比通电时间区短得多。例如，在时间段A期间，U相端子的栏(row)用“Hi_Z”标记，其表示U相电源侧开关元件22U和U相接地侧开关元件23U( 二者均被包括在逆变器电路2中)均处于截止状态，因此U相端子95U处于高阻状态。在时间段A期间，V相端子的栏用“L”标记，其表示逆变器电路2的V相电源侧开关元件22V处于截止状态而逆变器电路2的V相接地侧开关元件23V处于导通状态，因此V相端子95V束缚于零电压，即，处于零电压限制状态。在时间段A期间，W相端子的栏用“PWM”标记，其表示逆变器电路2的W相接地侧开关元件23W 处于截止状态，并且逆变器电路2的W相电源侧开关元件22W被控制为以所指示的PWM频率和所指示的占空比在导通状态和截止状态之间切换。因而，在W相端子95W处生成在电源电压Vcc和零电压之间振荡的方波。结果是，连接至W相端子95W并连接至V相端子95V从而被定位在W相端子95W和V相端子95V之间的VW电枢绕组93在PWM的控制下通电。 此外，时间段A是指U相端子95U的不通电时间区，因而可以在时间段A检测到U相感应电 JiVUi0依照与上述类似的方式，在时间段B期间，U相端子的栏用“PWM”标记，因而在U 相端子95U处生成以所指示的PWM频率和所指示的占空比在电源电压Vcc和零电压之间振荡的方波。在时间段B期间，V相端子的栏用“L”标记，其表示V相端子95V保持束缚于零电压。在时间段B期间，W相端子的栏用“Hi-Z”标记，其表示W相端子95W处于高阻状态。 结果是，连接至U相端子95U并连接至V相端子95V从而被定位在U相端子95U和V相端子95V之间的UV电枢绕组92在PWM控制下通电。此外，时间段B是指W相端子95W的不通电时间区，因而可以在时间段B检测到W相感应电压VWi。类似地，在时间段C到F期间， 端子95U、95V、95W的状态、待通电的电枢绕组以及可能检测到感应电压的相位均被控制以顺序地改变。由于每一个时间段A到F均对应于60度的电角度，因此逆变器控制电路4控制逆变器电路2的开关元件22U、22V、22W、23U、23V、23W从而使得时间段A到F具有彼此相等的时间段。在时间段F之后控制返回到时间段A，因而时间段A到F依照类似的方式顺序重复。在无传感器无刷电机9的通电时间区和不通电时间区如图2所示那样被控制的状态下，生成了如图3所示的端子电压波形的例子。在图3中，时间在水平方向上从左到右推移，时间段A到F对应于如图2所示的时间段A到F，波形从顶部到底部示出了 U相端子电子VU、V相端子电压VV以及W相端子电压VW。在图3中，与U相端子电压VU相关联，在时间段B和C期间反复出现的方波表示由PWM控制引起的通电时间区，时间段E和F表示由零电压限制引起的通电时间区。在时间段A和D期间在U相端子电压VU中出现的波形表示当U相端子95U处于不通电时间区时在U相端子95U处生成的U相感应电压VUi。在时间段A期间出现的波形中，上升倾斜和由于PWM控制生成的波形彼此重叠，并且在时间段D 期间出现的波形中，下降倾斜和由于PWM控制而生成的波形彼此重叠。在图3中，除了上述波形出现的时间段与U相端子电压VU的不同之外，类似的解释应用于V相端子电压VV并应用于W相端子电压W。当开关元件22U、22V、22W、23U、23V、23W打开和关闭时，在每个端子电压VU、W、 Vff处生成被叠加到相邻时间段A到F之间的每个分界线处的反电势(back electromotive force)波形Z。当从图3看时,每个反电动势波形Z均包括一定的持续时间,然而反电动势波形Z实际上是瞬态波形(transient waveform)。结果是,通过识别反电动势波形Z,可以检测到每个通电和不通电时间区的开始点和结束点。另一方面，合成电压Vmix(其是感应电压VUi、VVi、VWi的结合)在位置检测电路3 的合成点32处生成。该合成电压Vmix代表反电动势波形Z被叠加到感应电压VUi、VViI、 Vffi增加或减少的波形上的波形。在图3所示的示例波形中，合成电压Vmix代表包括如下波形的波形的合成在时间段A期间U相感应电压VUi的增加、在时间段B期间W相感应电压的减少、在时间段C期间V相感应电压VVi的增加、在时间段D期间U相感应电压VUi的减少、在时间段E期间W相感应电压VWi的增加以及在时间段F期间V相感应电压VVi的减少。此外，反电动势波形Z在相邻时间段A到F的每个分界线处被叠加在上述波形的合成上。合成电压Vmix被输入至位置检测电路3的比较器34的正侧输入端子+。当合成电压Vmix的波形与中间级值VM相交时，在比较器34的输出端子35处，位置信号SX在高电平H和低电平L之间切换。在位置信号SX在高电平H和低电平L之间切换的时机，即在图3中感应电压VUi、VVi、Vffi的波形与中间级值VM相交的点Pl到P6处，位置检测部37 检测转子100的参考旋转位置。此处，感应电压VUi、VVi、VWi与中间级值VM—致是指转子 100的一对磁极S、N的中间点位于电枢绕组92、93、94的正面。因而，点Pl到P6分别对应于30度、90度、150度、210度、270度和330度的电角度。从点Pl到P6出现的时间间隔可以检测到转子100的旋转速度。在位置检测部37中，反电动势波形Z被遮断(masked)，不会影响检测。在图4中，时间在水平方向上从左到右推移，时间比例相对于图3中的时间比例扩大。图4中从上到下示出的波形是PWM信号SP、用于位置检测的PWM信号SPD、W相端子电压VW、中间级值VM、合成电压Vmix以及位置信号SX。图4中所示的PWM信号SP包括周期Tl和工作时间段T2，且占空比是T2/T1 (占空比=T2/T1)。PWM信号SP是正逻辑信号，PWM信号SP的上升相和下降相分别控制电源电压 Vcc的上升时机和下降时机。用于位置检测的PWM信号SH)的方波波形具有与PWM信号SP 相同的形状，并且包括相对于PWM信号SP的延迟量Λ Tl。在PWM控制下，在W相端子95W 处生成具有相对于PWM信号SP稍微延迟的工作时间段并且在电源电压Vcc和零电压之间振荡的方波。合成电压Vmix的波形具有与在高阻状态时在U相端子95U处生成的U相感应电压 VUi的形状类似的形状。合成电压Vmix的波形的工作时间段相对于W相端子电压VW的工作时间段稍微延迟。此处，如上所述，用于位置检测的PWM信号sro相对于PWM信号SP的延迟量Λ Tl被确定为基本上与合成电压Vmix (U相感应电压VUi)相对于PWM信号SP的传输延迟时间ΛΤ2—致(ΛΤ1~ ΛΤ2)。合成电压Vmix的波形是在工作时间段Τ3生成的， 工作时间段Τ3相对于PWM信号SP延迟了传输延迟时间Λ Τ2，并且合成电压Vmix随着时间的推移而增加。另一方面，中间级值VM包括直流波形，该直流波形不包括时间变化，SP， 中间级值VM不随时间改变。当合成电压Vmix的波形与中间级值VM在时刻tl相交时，输出端子35处的位置信号SX在时刻t2从低电平L上升为高电平H。此时，在比较器34中出现的时刻tl和时刻t2之间的延迟被包括进来。此后，在整个工作时间段期间，位置信号 SX保持在高电平H。响应于位置信号SX，位置检测电路3的位置检测部37在用于位置检测的PWM信号 SPD的上升相运行。换句话说，在图4中的时刻tll、tl2和tl3，位置检测部37读取位置信号SX。位置检测部37在时刻til识别出位置信号SX处于低电平L，并在时刻tl2识别出位置信号SX已经变为处于高电平H，因而位置检测部37检测转子100的参考旋转位置(30 度)。接下来，将通过与不包括PWM延迟电路6的已知的驱动装置比较来描述第一实施例的驱动装置I的效果。根据已知的驱动装置，PWM生成器电路的PWM信号SP被传输至位置检测部，且位置检测部在PWM信号SP的上升相运行。在相同的条件下，图5所示的波形对应于图4所示的波形。已知的驱动装置的位置检测部在PWM信号SP的上升相运行，即，在时刻t21、t22和t23，时刻t21、t22和t23与第一实施例的位置检测部37运行的时机相比早了延迟量ΛΤ1。如果占空比高到如图5所示的程度，则已知的检测部在时刻t22识别出位置信号SX已经从低电平L变化到了高电平H，并检测到转子100的参考旋转位置，进而获取与第一实施例的位置检测部37类似的效果。然而，如果占空比下降，并且转子100的旋转速度变低，则第一实施例的位置检测部37的运行与已知的检测部的运行之间产生显著差异。如图6所示，随着工作时间段T5减小，位置信号SX的工作时间段变短。由于位置信号SX的工作时间段变短，因而时刻t3(在时刻t3，位置信号SX从低电平L变化到高电平H)被延迟。然而，时刻t4(在时刻t4，位置信号SX的工作时间段结束并且其波形下降)相对于时刻tl2(时刻tl2是位置检测部37 的运行时刻)的延迟量Λ Τ5较小，并且位置信号SX在时刻t3 (时刻t3早于位置检测部37 的运行时刻tl2)上升。因此，位置检测部37在时刻tl2识别出位置信号SX的变化，因而获得了与图5中类似的效果。另一方面，根据图7所示的已知的驱动装置，时刻t3(在时刻t3，位置信号SX上升)相对于位置检测部的运行时刻t22被延迟。因此，位置信号SX的工作时间段T6的整个持续时间被延迟并出现在运行时刻t22 (时刻t22是位置检测部的运行时刻)之后，因而基本上不存在位置检测部读出位置信号SX的时机。即，检测不到转子的参考旋转位置。最终，根据已知的驱动装置，如果工作时间段T6短于脉冲宽度调制信号SP和位置信号SX之间出现的传输延迟时间Λ T7，则检测不到转子的参考旋转位置。如图6所示，根据第一实施例，检测参考旋转位置，直到工作时间段Τ5减小到与延迟量ΛΤ5—致。延迟量ΛΤ5是指比较器34内部的延迟时间，其为极短的一段时间。因而，根据第一实施例，能够可靠地检测到转子100的旋转位置直到占空比接近于零，因而允许转子100以比已知的驱动装置更低的旋转速度被驱动。接下来，根据第二实施例，将描述在位置检测电路30的输入侧具有滤波器部的无传感器无刷电机的驱动装置。如图8所示，第二实施例的无传感器无刷电机的驱动装置10 包括滤波器部7，该滤波器部7设置在位置检测电路30的合成点32和比较器34之间。第二实施例的其他部分的配置与第一实施例的相同。滤波器部7接收在合成点32处生成的合成电压Vmix作为输入，并将滤波器输出电压Vf iI输出至比较器34的正侧输入端子+。滤波器部7是具有去除包括在合成电压Vmix 中的噪声和波动(ripple)的功能的低通滤波器。滤波器输出电压Vfil包括相对于合成电压Vmix的延迟时间。依照与在第一实施例中描述的类似的方式，中间级值VM( = Vcc/2) 作为参考电压被输入至比较器34的负侧输入端子_。比较器34比较滤波器输出电压Vfil 的大小与中间级值VM的大小。考虑滤波器部7中的传输延迟时间来设置PWM延迟电路60中的延迟量。换句话说，PWM延迟电路60中的延迟量是指通过将感应电压VUi、VVi、VWi (=合成电压Vmix)相对于PWM信号SP的传输延迟时间加到滤波器部7中的传输延迟时间而获得的量。在第二实施例中，输入至比较器34的正侧输入端子+的滤波器输出电压Vfil和输出端子35处的位置信号SX与第一实施例相比被延迟的程度更大。对应于滤波器输出电压Vfil和位置信号SX的上述延迟，PWM延迟电路60中用于位置检测的PWM信号SPD的延迟量大于第一实施例。因而，在第二实施例中，获得了与参照图4和图6描述的第一实施例
12类似的操作和效果。接下来，将描述根据第三实施例的无传感器无刷电机的驱动装置，其中，三相电枢绕组92A、93A、94A彼此连接的方法以及位置检测电路300的比较器34的参考电压与第一实施例和第二实施例的不同。如图9所示，根据第三实施例，三相电枢绕组92A、93A、94A以 Y形接线连接。具体地，U相电枢绕组92A连接在U相端子95U和中性点95N之间，V相电枢绕组93A连接在V相端子95V和中性点95N之间，W相电枢绕组94A连接在W相端子95W 和中性点95N之间。中性点95N被拉到电机90外部，并且连接至比较器34的负侧输入端子_。即，电枢绕组的Y形接线的中性点电压VN被用作比较器34的参考电压。第三实施例的其他部分的配置与第一实施例的相同。在第三实施例中，例如，当U相端子95U处于高阻状态时，V相端子95V束缚于零电压，W相端子95W处于PWM控制状态，电源电压Vcc被提供在W相端子95W和V相端子95V 之间。换句话说,W相电枢绕组94A和V相电枢绕组93A通电，在中性点95N处生成的中性点电压VN与电源电压Vcc的值的一半一致，即，中间级值VM。因此，第三实施例的驱动装置11基本上以类似于第一实施例的驱动装置I的方式运行，获得了类似于第一实施例的效果。因此，省略了详细的描述。此外，如图9所示的第三实施例的驱动装置11的配置可以包括类似于第二实施例的滤波器部7的滤波器部。在这种情况下，用于位置检测的PWM信号SPD的延迟量可以考虑滤波器部中的传输延迟时间来设置。第一到第三实施例可以结合用于控制超前角的逆变器控制电路来应用。换句话说，逆变器控制电路4可以配置为传输通电控制信号SC，该通电控制信号SC包括用于补偿在逆变器电路2和位置检测电路3、30、300中的传输延迟时间的超前角的考虑，而通电控制信号SC是基于通电时间区和PWM信号SP的。通过调节超前角，可以适当地调整通电时间区的时机，因而可以获得足够的电机效率。而且，第一到第三实施例可以被应用于包括这样一种逆变器电路的配置中在该逆变器电路中通电时间区被控制为超过120度的电角度并且与多个相位重叠。也可以对第一到第三实施例进行其他的改变、修改和应用。
权利要求
1.一种无传感器无刷电机(9、90)的驱动装置(1、10、11)，包括逆变器电路(2)，向所述无传感器无刷电机(9、90)的三相电枢绕组(92、93、94)的三相端子(95U、95V、95W)提供电源电压(Vcc)，所述电源电压(Vcc)的占空比通过脉冲宽度调制(PWM)方法是可变的，所述无传感器无刷电机(9、90)设置有包括所述三相电枢绕组(92、 93,94)的定子(91)和包括一对磁极(S、N)的转子(100)；PWM生成器电路(5)，生成脉冲宽度调制信号(SP)，所述脉冲宽度调制信号(SP)包括对应于所指示的占空比或对应于所述电机(9、90)的所指示的旋转数的占空比；位置检测电路(3、30、300)，在所述脉冲宽度调制信号(SP)的特定相位运行，检测在处于不通电时间区的端子(95U、95V、95W)处感应的感应电压(VUi、VVi、VWi)，并基于所检测的感应电压(VUi、VVi、VWi)检测所述转子(100)的旋转位置，其中在所述不通电时间区中， 所述电源电压(Vcc)不从所述逆变器电路(2)提供至所述端子(95U、95V、95W)；逆变器控制电路(4)，确定通电时间区，并将基于所述通电时间区和所述脉冲宽度调制信号(SP)的通电控制信号(SC)传输至所述逆变器电路(2)，其中在所述通电时间区中，基于由所述位置检测电路(3、30、300)检测到的所述转子(100)的旋转位置，所述电源电压 (Vcc)被提供至每个相位的端子(95U、95V、95W);以及PWM延迟电路(6、60)，通过基于在所述逆变器控制电路(4)和在所述逆变器电路(2) 中的传输延迟时间(ΛΤ2)将所述脉冲宽度调制信号(SP)延迟来生成用于位置检测的脉冲宽度调制信号(sro)，其中，所述位置检测电路(3、30、300)在所述用于位置检测的脉冲宽度调制信号(sro)的特定相位运行。
2.根据权利要求I所述的无传感器无刷电机(9)的驱动装置(1、10、11)，其中，所述 PWM延迟电路(6、60)中的所述用于位置检测的脉冲宽度调制脉冲(SPD)的延迟量(ΛΤ1) 与所述感应电压(VUi、VVi、VWi)相对于所述脉冲宽度调制信号(SP)的所述传输延迟时间 (ΔΤ2) 一致。
3.根据权利要求I或2所述的无传感器无刷电机(9)的驱动装置(10)，其中，所述位置检测电路(30)包括位于所述位置检测电路(30)的输入侧的滤波器部(7)，所述感应电压(VUi、VVi、VWi)被输入至所述滤波器部(7);并且所述PWM延迟电路(60)生成包括对所述滤波器部(7)处的传输延迟时间的考虑的所述用于位置检测的脉冲宽度调制信号(sro)。
4.根据权利要求I至3中任一权利要求所述的无传感器无刷电机(9、90)的驱动装置 (1、10、11)，其中，所述PWM延迟电路(6、60)中的所述用于位置检测的脉冲宽度调制信号 (SPD)的延迟量(ΛΤ1)被设置为可变的。
5.根据权利要求I至4中任一权利要求所述的无传感器无刷电机(9、90)的驱动装置 (1、10、11)，其中，所述PWM生成器电路(5)的脉冲宽度调制信号(SP)的下降相控制所述电源电压(Vcc) 的下降时机，并且所述位置检测电路(3、30、300)在所述用于位置检测的脉冲宽度调制信号(SPD)的下降相运行。
6.根据权利要求I至5中任一权利要求所述的无传感器无刷电机(9、90)的驱动装置(1、10、11)，其中，所述逆变器控制电路(4)将所述通电控制信号(SC)传输至所述逆变器电路(2)，所述通电控制信号(SC)除了包括所述通电时间区和脉冲宽度调制信号(SP)的考虑之外，还包括用于补偿在所述逆变器电路(2)和在所述位置检测电路(3)中的传输延迟时间的超前角的考虑。
7.根据权利要求I至6中任一权利要求所述的无传感器无刷电机(9、90)的驱动装置(1、10、11)，其中，所述用于位置检测的脉冲宽度调制信号(sro)的方波波形具有与所述脉冲宽度调制信号(SP)的波形形状相同的形状，并且包括相对于所述脉冲宽度调制信号 (SP)的延迟量(ATl)0
8.根据权利要求3所述的无传感器无刷电机(9)的驱动装置(10)，其中，所述延迟量 (ΔΤ1)是通过将所述感应电压(VUi、VVi、VWi)相对于所述脉冲宽度调制信号(SP)的所述传输延迟时间(ΛΤ2)加到所述滤波器部(7)中的传输延迟时间而获得的量。
9.根据权利要求3或8所述的无传感器无刷电机(9)的驱动装置(10)，其中，所述滤波器部(7)是低通滤波器。
10.根据权利要求I至9中任一权利要求所述的无传感器无刷电机(9、90)的驱动装置 (1、10、11)，其中，所述三相电枢绕组(92、93、94)以三角形接线彼此连接。
11.根据权利要求I至9中任一权利要求所述的无传感器无刷电机(9、90)的驱动装置 (1、10、11)，其中，所述三相电枢绕组(92、93、94)以Y形接线彼此连接。
全文摘要
本发明公开一种无传感器无刷电机的驱动装置，包括逆变器电路，向无传感器无刷电机的三相电枢绕组的三相端子提供电源电压(Vcc)，无传感器无刷电机设有定子和包括一对磁极的转子；PWM生成器电路，生成脉冲宽度调制信号(SP)；位置检测电路，在脉冲宽度调制信号的特定相位运行，检测在处于不通电时间区的端子处感应的感应电压，并检测转子的旋转位置；逆变器控制电路，确定通电时间区并将通电控制信号(SC)传输至所述逆变器电路；以及PWM延迟电路，通过将脉冲宽度调制信号延迟来生成用于位置检测的脉冲宽度调制信号(SPD)，其中，位置检测电路在用于位置检测的脉冲宽度调制信号的特定相位运行。
文档编号H02P6/18GK102611371SQ20121002073
公开日2012年7月25日 申请日期2012年1月18日 优先权日2011年1月19日
发明者永畑幸真, 济木浩一, 音川昌也 申请人:爱信精机株式会社