专利名称：开关电源装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及变换直流电压的开关调节器方式(swtiching regulator)的DC-DC变换器，尤其涉及具备自适应导通时间(adaptive on time)功能并以脉动控制方式(ripplecontrol)控制输出的开关电源装置。
背景技术：
作为变换直流输入电压并输出电位不同的直流电压的电路，具有开关调节器方式的DC-DC变换器。该DC-DC变换器具备驱动用开关元件、整流元件以及控制电路，所述驱动用开关元件对电感器(线圈)施加从电池等直流电源供给的直流电压，使电感器(inductor)中流过电流,使线圈蓄积能量，所述整流元件在该驱动用开关元件被断开的能量释放期间对线圈的电流进行整流，所述控制电路对上述驱动用开关元件进行导通、断开控制。
以往，作为上述开关调节器方式的DC-DC变换器的控制方式，除了反馈输出电压并且对开关元件的驱动脉冲的脉冲宽度或者频率进行调制控制的电压控制方式、对电压控制方式进行了改良的电流控制方式，还具有脉动控制方式。其中电压控制方式和电流控制方式存在负载突然变化时的响应速度低的问题。另一方面，脉动控制方式具有如下优点该方式对输出电压进行监视并且通过检测出低于(高于)已经设定的阈值来控制开关元件的导通/断开，由于不存在误差放大器的频率特性导致的延迟等，因此与电压控制方式或者电流控制方式相比，能够得到较高的负载响应速度。而且，已知在脉动控制方式中设置如下自适应导通时间功能为了使负载未发生变化时的开关频率固定，前馈输入电压和输出电压，来决定对开关元件的导通时间进行规定的计时器的时间(专利文献I)。专利文献I :日本专利第4056780号公报但是，对于设置有自适应导通时间功能的脉动控制方式的DC-DC变换器，为了监视输出电压需要设置对控制电路施加输出电压的端子。因此，在使开关控制电路IC(半导体集成电路)化的情况下，外部端子数(管脚(Pin)数)增多，导致成本增加。而且，还存在如下课题由于IC的外部端子数的限制，导致出现无法搭载自适应导通时间功能的情况。
发明内容
本发明着眼于如上所述的课题，其目的在于提供如下技术在脉动控制方式的开关电源装置中，能够在不使外部端子数增加的情况下在控制电路(IC)中搭载自适应导通时间功能。为了达成上述目的，本发明的开关电源装置具备电感器，其连接在输入直流电压的电压输入端子与连接负载的输出端子之间；驱动用开关元件，其使所述电感器中间歇地流过电流；以及控制电路，其在半导体芯片上构成为半导体集成电路，根据输入到所述电压输入端子的电压以及来自输出侧的反馈电压生成驱动脉冲，对所述驱动用开关元件进行导通、断开控制，所述开关电源装置输出电位与输入电压不同的电压，所述控制电路具备模拟电压生成电路，其使所述驱动用开关元件与所述电感器的连接节点的电位平滑，生成并输出与所述输出电压对应的模拟电压；计时单元，其对所述输入电压以及所述模拟电压对应的时间进行计时；电压比较电路，其对所述反馈电压与预定电压进行比较；以及控制脉冲生成电路，其基于所述计时单元的输出和所述电压比较电路的输出生成具有相当于所述计时单元的计时时间的脉冲宽度的控制脉冲，在所述输入电压以及所述模拟电压发生了变化的情况下，所述开关电源装置使所述控制脉冲的脉冲宽度变化，输出对应于该控制脉冲的驱动脉冲，使开关周期维持固定。根据如上所述的方法，实现半导体集成电路化的控制电路具备使驱动用开关元件与电感器的连接节点的电位平滑、生成并输出与输出电压对应的模拟电压的模拟电压生成电路，由于作为规定控制脉冲的脉冲宽度的计时单元的计时器对输入电压以及模拟电压对应的时间进行计时，因此不再需要向作为计时器的计时单元输入输出电压的专用端子，能够在不使外部端子数增加的情况下在控制电路(IC)中搭载自适应导通时间功能。此处，优选所述模拟电压生成电路构成为具备分压电路以及滤波器电路，分压电 路对所述驱动用开关元件与所述电感器的连接节点的电位进行分压，滤波器电路使通过该分压电路分压后的电位平滑。 模拟电压生成电路由于具备对驱动用开关元件与电感器的连接节点的电位进行分压的分压电路，因此，作为构成滤波器电路的电容元件，能够使用耐压低但是每单位面积的电容值大的元件，由此能够降低电路的占有面积。另外，优选所述计时单元具备波形生成电路，其生成具有与所述输入电压对应的倾斜度的波形信号；以及电压比较电路，其对通过该波形生成电路生成的波形信号与所述模拟电压进行比较，所述滤波器电路被设定为能够生成如下模拟电压的时间常数，该模拟电压具有通过所述波形生成电路生成的波形信号振幅的百分之一以下振幅。由此，在负载不变化的情况下，能够使开关频率维持固定。进一步优选所述控制电路具备软启动功能，所述滤波器电路的时间常数设定为启动时所述模拟电压的上升时间短于所述输出电压的上升时间。由此，能够避免启动时自适应导通时间功能不能正常发挥功能。进一步优选所述驱动用开关元件由N沟道型MOS晶体管构成，所述控制电路构成为具备连接所述MOS晶体管的源极端子以及所述电感器的外部端子。由此，在驱动用开关元件由外置的N沟道型MOS晶体管或者在芯片内(on chip)的N沟道型MOS晶体管的任意一种构成的情况下，都能够在不使外部端子数增加的情况下将自适应导通时间功能搭载在实现了半导体集成电路化的控制电路中。根据本发明，具有如下效果在脉动控制方式的开关电源装置中，能够在不使外部端子数增加的情况下在控制电路(IC)中搭载自适应导通时间功能。
图I是表示适用了本发明的开关调节器方式的DC-DC变换器的一个实施方式的电路构成图。图2是表示实施方式的DC-DC变换器中开关元件的驱动脉冲的变化以及自适应导通计时器的内部节点的电位的变化的时间图。图3是表示构成实施方式的DC-DC变换器的开关控制电路启动时的输出电压以及模拟电压的变化的时间图。图4是表示实施方式的DC-DC变换器中模拟电压生成电路的具体例子的电路构成图。图5是表示图I的实施方式中开关控制电路的第二实施例的电路构成图。图6是表示图5的实施例的开关控制电路的变形例的电路构成图。符号说明20-开关控制电路，21-模拟电压生成电路，22-自适应导通时间电路，23-比较器(电压比较电路)，24-RS触发器(控制脉冲生成电路)，25a、25b-驱动器电路，LI-线圈(电 感器)，Cl-平滑用电容器，Sffl-驱动用开关元件，SW2-同步整流用开关元件。
具体实施例方式以下，基于
本发明的优选实施方式。图I表示适用了本发明的开关调节器方式的DC-DC变换器的一个实施方式。该实施方式的DC-DC变换器具备作为电感器的线圈LI、连接在施加直流输入电压Vin的电压输入端子IN与上述线圈L的一个端子之间的向线圈LI流入驱动电流的高侧的驱动用开关元件SWl、以及连接在线圈LI的一个端子与接地点之间的低侧的整流用开关元件SW2。驱动用开关元件SWl以及整流用开关元件SW2能够由例如N沟道MOSFET (绝缘栅极型场效应晶体管)构成。另外，本实施方式的DC-DC变换器具备对上述开关元件SWl、SW2进行导通、断开控制的开关控制电路20、以及连接在上述线圈LI的另一端子(输出端子OUT)与接地点之间的平滑用电容器Cl。此处，虽然不做特别限定，但是，构成DC-DC变换器的电路以及元件中，开关控制电路20形成在半导体芯片上并且构成为半导体集成电路(电源控制用1C)，开关元件SWl、SW2以及线圈LI和电容器Cl能够构成为作为外置元件与设在该IC的外部端子连接。该实施方式的DC-DC变换器中，使开关元件SW1、SW2互补地导通、断开的驱动脉冲GPUGP2通过开关控制电路20来生成，在稳定状态下，驱动用开关元件SWl导通后，线圈LI被施加直流输入电压Vin，电流向输出端子OUT流动，平滑用电容器Cl被充电。另外，驱动用开关元件SWl被断开后，相反地整流用开关元件SW2导通，电流通过该导通后的整流用开关元件SW2流向线圈LI。于是，通过对输入开关元件SWl的控制端子(栅极端子)的驱动脉冲GPl的脉冲宽度或者频率根据输出的脉动进行控制，产生对直流输入电压Vin降压后的预定电位的直流输出电压Vout。本实施方式中的开关控制电路20中，连接驱动用开关元件SWl的源极端子以及线圈LI的一个端子的节点NI形成为IC的外部端子SW，在IC内部设有由低通滤波器等构成的模拟电压生成电路21，该模拟电压生成电路21与该节点NI连接，使该节点的电位VL平滑，并且模拟生成相当于输出电压的电压Vemu。另外，本实施方式中的开关控制电路20具备以通过模拟电压生成电路21生成的电压Vemu作为输入的自适应导通计时器22、以将输出电压Vout通过串联电阻Rfbl、Rfb2分压后的反馈电压VFB与预定参照电压Vref作为输入的比较器23、作为控制脉冲生成电路的RS触发器24、以及驱动器电路25a、25b，所述RS触发器24的置位端子上输入该比较器23的输出，而且复位端子上输入上述计时器22的输出，并且生成使开关元件SWl和SW2导通、断开的控制脉冲，所述驱动器电路25a、25b接受该触发器24的输出Q、/Q，生成并且输出使开关元件SW1、SW2导通、断开的驱动脉冲GP1、GP2。本实施方式中，由于开关元件SWl由N沟道MOS晶体管构成，因此在上述节点NI与驱动器电路25a的电源电压端子之间连接有增压电路(外置电容Cb)，该增压电路(boostcircuit)以节点NI (开关元件SWl的源极)的电位为基准对驱动器电路25a的电源电压进行增压，从而提高驱动脉冲GPl的高电平的电位，使开关元件SWl的导通电阻降低。于是，为了在芯片内部设置以开关元件SWl的源极电位为基准电位的该驱动器电路，本实施方式的开关控制电路20中，即便开关元件SWl为外置元件，也设置有连接节点NI的外部端子SW。因此，将节点NI的电位VL向模拟电压生成电路21传送的图I中的配线 TL能够形成在芯片上，因此没有必要另外设置用于输入电位VL的外部端子。自适应导通计时器22由例如恒流源CSl以及与该恒流源CSl串联连接的电容C2、放电用的MOS晶体管TR1、以及比较器CMP等构成，所述放电用的MOS晶体管TRl与该电容C2并联连接，通过利用反相器INVanverter)使上述触发器24的输出Q反转后的电压导通、断开，所述比较器CMP的非反相输入端子上输入恒流源CSl与电容C2的连接节点N2的电位V2，反相输入端子上输入通过上述模拟电压生成电路21生成的Vemu。该实施方式中的自适应导通计时器22的恒流源CSl构成为流过与输入电压Vin成比例的电流Ic ( ~ Vin)。以往的具有自适应导通计时器功能的脉动控制方式的DC-DC变换器向自适应导通计时器直接输入输出电压Vout。本实施方式的开关控制电路20的特征在于，向自适应导通计时器22输入通过以连接有线圈LI的节点NI的电位VL为输入的模拟电压生成电路21生成的电压Vemu。图I的DC-DC变换器中，连接有线圈LI的节点NI的电位能够视为根据开关元件SWl的导通、断开而变动的电压，输出电压Vout能够视为通过由线圈LI和平滑电容器Cl构成的滤波器使节点NI的电位平滑后的电压。于是，在本实施方式中，通过利用由滤波器等构成的模拟电压生成电路21使节点NI的电位VL平滑，模拟产生相当于输出电压Vout的电压Vemu，并将其输入自适应导通计时器22，从而实现与以Vout作为输入的以往的自适应导通计时器功能等同的功能。接着，使用图2的时间图说明具有如图I所示构成的开关控制电路20的本实施方式DC-DC变换器的动作。而且，为了便于理解，此处分为输入电压Vin固定但是负载发生变化的情况和负载固定但是输入电压Vin发生变化的情况进行说明，但是实际上也存在这些变化同时发生的情况，该情况下，以下说明的动作同时进行。首先，考虑输入电压Vin固定但是负载从重负载状态变化为轻负载状态的情况。该情况下，由于输入电压Vin固定，因此自适应导通计时器22的恒流源CSl的电流Ic固定。因此，自适应导通计时器22的内部节点N2的电位在达到模拟电压Vemu之前的时间基本不变。于是，在节点N2的电位达到模拟电压Vemu的时间点，开关元件SWl被断开，由于负载轻，因此输出电压Vout缓慢下降。亦即，在负载减轻的情况下，驱动脉冲GPl的周期TO增长。另外，驱动脉冲GPl的周期TO增长后，占空比减小，通过开关元件SWl流到线圈LI的电流减少。于是，在这之后，当负载稳定时，驱动脉冲GPl的占空比以及频率保持固定。脉动控制方式中，由于没有采用在电压控制方式或者电流控制方式中使用的误差放大器，因此如上所述的响应迅速地进行。另一方面，输入电压Vin固定但是负载从轻负载状态变化为重负载状态的情况下，与上述相反，输出电压Vout比较迅速地下降，因此，驱动脉冲GPl变化为高电平使得开关元件SWl被导通的定时提前。亦即，负载增重的情况下，驱动脉 冲GPl的周期TO变短。另夕卜，驱动脉冲GPl的周期TO变短后，占空比增大，通过开关元件SWl流到线圈LI的电流增力口。于是，在这之后，当负载稳定时，频率保持固定。接着，针对负载固定、而输入电压Vin低的情况和高的情况下的自适应导通计时器22的动作进行说明。Vin低的情况下，开关元件SWl导通的期间内从输入端子IN流入线圈LI的电流少，输出电压的上升速度减慢。但是，输入电压Vin低时，由于自适应导通计时器22的恒流源CSl的电流Ic少，因此计时器电路内部的节点N2的电位达到Vemu的时间增长，触发器24的输出下降到低电平的定时后移。其结果为，开关元件SWl导通的时间长。另外，输入电压Vin高的情况下，从输入端子IN向线圈LI流动较多的电流，输出电压的上升速度增快。但是，由于自适应导通计时器22的恒流源CSl的电流Ic增多，因此计时器电路内部的节点N2的电位达到Vemu的时间缩短，触发器24的输出下降到低电平的定时前移。亦即，开关元件SWl导通的时间短。因此，自适应导通计时器22中控制成电流与时间的乘积基本固定，而与输入电压Vin的大小无关。另一方面，如果负载不发生变化，则比较器23的输出发生变化的定时、亦即开关元件SWl被导通的定时不发生变化。其结果为，在负载固定而输入电压Vin变化时，开关元件SWl的驱动脉冲的占空比发生变化，开关频率维持固定。此处，针对模拟电压生成电路21的最佳时间常数的决定方法进行说明。模拟电压生成电路(滤波器)21具有使以矩形波形状变化的节点NI的电位平滑的作用，其作用依赖于时间常数。假设时间常数小而且平滑的作用弱，则模拟电压Vemu如图2(b)中虚线所示进行变化。于是，比较器CMP的输出变化为高电平的定时变晚，如图2(a)中虚线所示使开关元件SWl导通、断开的驱动脉冲GPl的下降为低电平的定时、也就是开关元件SWl的断开定时变晚。其结果为，输出电压Vout增高，为了对其进行抑制，导致开关频率降低。因此，为了防止开关频率发生变化，优选模拟电压Vemu尽量平坦，亦即优选滤波器的时间常数大。经本发明人研究可知，优选将滤波器的时间常数设定得大到如下程度使得通过滤波器后的电压的振幅达到节点N2的电位(三角波)的振幅的1%以下、也就是百分之一以下的程度。另一方面，虽然在图I中未进行表示，但是在开关调节器方式的DC-DC变换器中设有软启动电路，用于启动时不向负载急剧流入大电流，如图3(a)所示，使能信号(或者电源电压)上升时通过软启动电路的功能如图3(b)那样被控制成输出电压Vout缓慢上升。此处，模拟电压生成电路21的时间常数大时，模拟电压Vemu的上升速度慢于通过软启动电路上升的输出电压Vout的上升速度，存在启动时自适应导通计时器22不能正常发挥动能的可能。因此，本实施方式中的模拟电压生成电路21的时间常数T优选设定为小于软启动电路的时间常数，如图3 (C)中实线所示，模拟电压Vemu能够追随输出电压Vout的上升速度。图3(c)中的虚线为由于模拟电压生成电路21的时间常数T大于软启动电路的时间常数导致不能追随输出电压Vout的上升速度的不良例子。根据以上理由，在开关频率为600kHz、软启动时间为Ims的情况下，作为滤波器发挥功能的模拟电压生成电路21的最佳时间常数为IOii s IOOii S。图4中示出了上述模拟电压生成电路21的具体电路例子。其中，(A)为多级地连接有由电阻和电容构成的低通滤波器的例子，(B)是构成为通过由电阻和电容构成的低通滤波器使通过串联的电阻Rl与R2对节点NI的电位VL进行分压后的电压平滑的例子。图4所示的模拟电压生成电路21具有在由电阻Rll以及电容Cll构成的低通滤波器FLTl的后级连接有由电阻R12以及电容C12构成的低通滤波器FLT2的结构。低通滤波器的级数不限定为I级，可以为3级以上，也可以为I级。
如图4所示，连接有多级低通滤波器的模拟电压生成电路21由于在各级的滤波器依次阶段性地平滑电压，因此虽然元件数多，但是与由一级低通滤波器构成的电路相比，具有能够使各级的电容的元件尺寸减小的优点。另外，如图4(B)的模拟电压生成电路21所示，在设有分压电路(R1、R2)的情况下，施加到各级的电容的电压低于图4(A)的电路，因此能够使用耐压更低的元件。关于本发明人所设想使用的电容元件，耐压越低则每单位面积的电容值越高，亦即在相同电容值的情况下能够减小元件尺寸。因此，图4(B)的模拟电压生成电路相比于图4(A)的电路能够以较少的面积来实现。具体地，图4(B)的电路中，在例如输入电压Vin为12V、输出电压Vout为5V、开关频率为600kHz、电阻Rl与R2的电阻比为I : I的情况下，通过使滤波器的各级的电阻值为IMQ、电容值为IOpF的程度，能够得到希望的特性。另外，在⑶的电路中，由于使用的是耐压低的元件，因此存在输入电压高于设想电压的情况下元件被破坏的可能。于是，为了防止该种情况，与初级的低通滤波器的电容元件Cll并联连接有耐压保护用的齐纳二极管Dz。然而，看似不像图I的DC-DC变换器那样设置使节点NI的电位VL平滑的模拟电压生成电路，而是将反馈电压VFB输入自适应导通计时器22即可。但是，DC-DC变换器将反馈电压VFB控制成与参照电压Vref相等，因此，与输出电压Vout无关地总是产生与Vref相同的VFB电压。 例如，参照电压Vref为IV的情况下，为了使输出电压Vout为5V，通过将电阻Rfbl与Rfb2的比设定为4 1，反馈电压VFB被控制成与参照电压Vref相同的IV，产生5V的输出电压Vout。为了使输出电压Vout为3. 3V，通过将电阻Rfbl与Rfb2的比设定为2. 3 1，反馈电压VFB被控制成与参照电压Vref相同的IV，产生3. 3V的输出电压Vout。亦即，无论输出电压Vout是5V还是3. 3V，反馈电压VFB都成为与参照电压Vref相同的IV，因此从反馈电压VFB得不到与自适应导通计时器22所需输出电压Vout成比例的电压。于是，本发明人考虑出优选如本实施方式那样设置使节点NI的电位VL平滑化的模拟电压生成电路。图5中示出了图I的实施方式中的开关控制端路(IC) 20的第二实施例。该实施例中设置有脉动注入电路27，其连接在连接有线圈LI的节点NI与生成反馈电压VFB的节点N4之间，基于节点NI的电位向反馈电压VFB附加脉动成分。另外，该实施例中，由在芯片内的MOS晶体管(N沟道)构成开关元件SWl和SW2。该实施例是对使用ESR(等价串联电阻)小的陶瓷电容器等作为平滑电容器Cl的情况有效的实施例。使用该电容器的情况下，由于输出电压Vout的脉动减小，难以控制，因此该实施例中设有脉动注入电路27。开关元件SWl和SW2可以为外置元件。图6表不图5的开关控制电路20的变形例,具有如下构成同图5的实施例一样设有脉动注入电路27，并且设置对节点NI的电位进行分压的串联外置电阻Rl和R2，将通过该电阻分压后的电压作为脉动注入电路27的输入。以上基于实施方式具体说明了本发明人做出的发明，但是本发明不限定为所述实施方式。例如，在所述实施方式中设置有对连接线圈的端子(节点NI)的电位进行监视并模拟生成相当于输出电压的电压的电路，但是，也可以构成为对驱动开关元件SWl的栅极的驱动脉冲进行监视并模拟生成相当于输出电压的电压。
另外，所述的实施方式中，针对将开关元件SW1、SW2作为开关控制用IC的外置元件连接的DC-DC变换器进行了说明，但是，也能够适应于开关元件SW1、SW2为在芯片内的元件的情况。并且，在所述实施方式中，针对开关元件SWl为N沟道MOS晶体管的情况进行了说明，但是，也能够适用于开关元件SWl为P沟道MOS晶体管的情况。于是，在开关元件SWl为P沟道MOS晶体管的情况下，也是只要开关元件SWl为在芯片内的元件，就能够不追加外部端子地搭载自适应导通时间功能。另外，在开关元件SWl为外置的P沟道MOS晶体管的情况下，例如在使用输入电压Vin或者与其成比例的电压作为驱动开关元件SWl的栅极的驱动器的电源电压的晶体管中，通过设置对驱动脉冲进行监视并且模拟生成相当于输出电压的电压的电路，能够不追加外部端子地搭载自适应导通时间功能。另外，在所述实施方式中，示出了由电阻与电容构成的低通滤波器来构成模拟电压生成电路21，也可以采用使用了由配线图案(pattern)等形成的电感器取代电阻的滤波器。并且，在所述实施方式中，使用MOS晶体管等构成的开关元件SW2作为连接在线圈LI的起始端与接地点之间的低侧的整流用元件，但是，也能够是使用二极管取代开关元件SW2的DC-DC变换器，该情况下，也能够适用本发明。
权利要求
1.ー种开关电源装置，其具备 电感器，其连接在输入直流电压的电压输入端子与连接负载的输出端子之间； 驱动用开关元件，其使所述电感器中间歇地流过电流；以及 控制电路，其在半导体芯片上构成为半导体集成电路，根据输入到所述电压输入端子的电压以及来自输出侧的反馈电压生成驱动脉冲，对所述驱动用开关元件进行导通、断开控制， 所述开关电源装置输出电位与输入电压不同的电压， 所述开关电源装置的特征在干，所述控制电路具备 模拟电压生成电路，其使所述驱动用开关元件与所述电感器的连接节点的电位平滑，生成并输出与所述输出电压对应的模拟电压； 计时单元，其对所述输入电压以及所述模拟电压对应的时间进行计时； 电压比较电路，其对所述反馈电压与预定电压进行比较；以及控制脉冲生成电路，其基于所述计时单元的输出和所述电压比较电路的输出生成具有相当于所述计时单元的计时时间的脉冲宽度的控制脉沖， 在所述输入电压以及所述模拟电压发生了变化的情况下，所述开关电源装置使所述控制脉冲的脉冲宽度变化，输出对应于该控制脉冲的驱动脉冲，使开关周期維持固定。
2.根据权利要求I所述的开关电源装置，其特征在干， 所述模拟电压生成电路具备 分压电路，其对所述驱动用开关元件与所述电感器的连接节点的电位进行分压；以及 滤波器电路，其使通过该分压电路分压后的电位平滑。
3.根据权利要求2所述的开关电源装置，其特征在干， 所述计时单元具备 波形生成电路，其生成具有与所述输入电压对应的傾斜度的波形信号；以及 电压比较电路，其对通过该波形生成电路生成的波形信号与所述模拟电压进行比较， 所述滤波器电路被设定为能够生成如下模拟电压的时间常数，该模拟电压具有通过所述波形生成电路生成的波形信号振幅的百分之一以下振幅。
4.根据权利要求3所述的开关电源装置，其特征在干， 所述控制电路具备软启动功能，所述滤波器电路的时间常数设定为启动时所述模拟电压的上升时间短于所述输出电压的上升时间。
5.根据权利要求I至4中任一项所述的开关电源装置，其特征在干， 所述驱动用开关元件由N沟道型MOS晶体管构成，所述控制电路具备连接所述MOS晶体管的源极端子以及所述电感器的外部端子。
全文摘要
本发明提供一种开关电源装置，能不使外部端子数增加地在控制电路搭载自适应导通时间功能。具备对使电感器中流过电流的驱动用开关元件进行导通、断开控制的控制电路(20)的脉动控制方式开关电源装置中，所述控制电路具备模拟电压生成电路(21)，其使驱动用开关元件与电感器的连接节点的电位平滑，生成并输出与输出电压对应的模拟电压；计时单元(22)，其对输入电压及模拟电压对应的时间计时；电压比较电路(23)，其比较反馈电压与预定电压；控制脉冲生成电路(24)，其基于计时单元输出和电压比较电路输出生成具有相当于计时单元计时时间的脉冲宽度的控制脉冲，在输入电压变化情况下，该装置使控制脉冲的脉冲宽度变化，使周期维持固定。
文档编号H02M3/156GK102761254SQ20121012908
公开日2012年10月31日 申请日期2012年4月27日 优先权日2011年4月28日
发明者中岛平裕 申请人:三美电机株式会社