专利名称：开关电源装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及变换直流电压的开关调节器方式的DC-DC变换器，尤其涉及具备脉动注入功能的开关电源装置。
背景技术：
作为变换直流输入电压并输出电位不同的直流电压的电路，具有开关调节器方式(swtiching regulator)的 DC-DC 变换器(DC-DC converter)。该 DC-DC 变换器具备驱动用开关元件、整流元件以及控制电路，所述驱动用开关元件对电感器(线圈)施加从电池等直流电源供给的直流电压，使电感器(inductor)中流过电流,使线圈蓄积能量，所述整流元件在该驱动用开关元件被断开的能量释放期间对线圈的电流进行整流，所述控制电路对上述驱动用开关元件进行导通、断开控制。以往，作为上述开关调节器方式的DC-DC变换器的控制方式，除了反馈输出电压 并且对开关元件的驱动脉冲的脉冲宽度或者频率进行调制控制的电压控制方式、对电压控制方式进行了改良的电流控制方式，还具有脉动控制方式(ripple control)。其中电压控制方式和电流控制方式存在负载突然变化时的响应速度低的问题。另一方面，脉动控制方式具有如下优点该方式对输出电压进行监视并且通过检测出低于(高于)已经设定的阈值来控制开关元件的导通/断开，由于不存在误差放大器的频率特性导致的延迟等，因此与电压控制方式或者电流控制方式相比，能够得到较高的负载响应速度。但是，脉动控制方式的DC-DC变换器通常如下那样将输出电压控制成固定电压利用由于与输出端子平滑连接的电容器具有的电阻成分、即ESR(等价串联电阻)而出现在输出电压中的三角波(脉动)，通过比较器监视输出电压，并且在输出电压低于预定值时使开关元件导通固定时间，如此反复来使输出电压固定。以往，由于使用ESR较大的电场电容器作为输出电压的平滑电容器，因此，未出现由于脉动的不足导致无法进行脉动控制的情况。但是，近年，在数字家电中，出于希望减少脉动自身这样的要求，为了削减外形尺寸，提高可靠性，削减成本，希望使用ESR较小的陶瓷电容器这样的需求正在增加，但是，由于ESR较小时脉动成分几乎不会产生，因此不再能进行脉动控制。于是，提出了与在输出电压的反馈电压中注入脉动成分的开关电源相关的发明(专利文献I)。专利文献I :日本专利第4610588号公报但是，如图I所示，专利文献I的开关电源中的脉动注入电路由CR电路和前馈电容器Cff构成，所述CR电路包括在连接线圈LI的节点与施加输出的反馈电压的节点之间串联连接的电容Cinj和电阻Rinj，所述前馈电容器Cff连接在输出端子与对输出电压进行分压的电阻Rfbl、Rfb2之间连接节点之间。因此，除了施加输出电压的端子之外还需要连接电容器Cff的端子，因此，外部端子数(管脚(Pin)数)增多，导致成本增加。另外，由于IC的外部端子数的限制，导致出现无法搭载脉动注入功能的情况。并且，专利文献I的开关电源中的前馈电容器Cff由于成为电容值较大的元件，因此存在如下课题需要使用外置元件，部件数量增多。
发明内容
本发明着眼于如上所述的课题，其目的在于提供如下技术在脉动控制方式的开关电源装置中，能够在不使外部端子数增加的情况下在控制电路(IC)中搭载脉动注入功倉泛。为了达成上述目的，本发明的开关电源装置具备电感器，其连接在输入直流电压的电压输入端子与连接负载的输出端子之间；驱动用开关元件，其使所述电感器中间歇地流过电流；控制电路，其在半导体芯片上构成为半导体集成电路，生成对应于将输出电压分压后的反馈电压的控制脉冲，对所述驱动用开关元件进行导通、断开控制，所述开关电源装置输出电位与输入电压不同的电压，所述控制电路具备电压比较电路，其对所述反馈电压与预定电压进行比较；脉动注入电路，其具有对所述驱动用开关元件与所述电感器的连接节点的电位进行积分的时间常数电路，经由串联RC电路对所述反馈电压附加脉动成分；控制脉冲生成电路，其基于所述电压比较电路的输出生成控制脉冲，所述开关电源装置构成 为基于通过所述控制脉冲生成电路生成的控制脉冲使所述驱动用开关元件导通、断开。根据如上所述方法，实现了半导体集成电路化的控制电路具有对驱动用开关元件与电感器的连接节点的电位进行积分的时间常数电路，具备经由串联RC电路对反馈电压附加脉动成分的脉动注入电路，因此，能够实现为了使用能够在芯片内的小的电容生成希望的脉动而具有最佳时间常数的脉动注入电路，由此，能够在不使外部端子数增加的情况下在控制电路(IC)中彳合载脉动注入功能。此处，优选所述开关电源装置构成为具备对所述驱动用开关元件与所述电感器的连接节点的电位进行分压的分压电路，所述时间常数电路以通过所述分压电路分压后的电位为输入进行工作。控制电路具备对驱动用开关元件与电感器的连接节点的电位进行分压的分压电路，构成脉动注入电路的时间常数电路使通过分压电路分压后的电位平滑，因此，能够使用虽然耐压低但是每单位面积的电容值大的元件实现作为时间常数电路的滤波器或者构成串联RC电路的电容兀件，由此能够减少电路的占有面积。另外，优选所述控制电路还具备对输入电压以及输出电压或者与输出电压成比例的电压对应的时间进行计时的计时单元，所述控制脉冲生成电路构成为基于所述计时单元的输出和所述电压比较电路的输出来生成具有相当于所述计时单元的计时时间的脉冲宽度的控制脉冲，在所述输入电压发生了变化的情况下使所述控制脉冲的脉冲宽度变化，将开关周期维持固定。由此,能够在具有自适应导通时间(adaptive on time)功能的控制电路中不增加外部端子数地搭载脉动注入动能，所述自适应导通时间功能对应于输入电压和输出电压决定对开关元件的导通时间进行规定的计时器的时间。并且，优选所述控制电路具备模拟电压生成电路，该模拟电压生成电路使通过所述时间常数电路后的电压平滑、生成并且输出对应于所述输出电压的模拟电压，所述计时单元构成为对所述输入电压以及所述模拟电压对应的时间进行计时。
由此，不再需要对作为计时器的计时单元输入输出电压的专用端子，能够在不使外部端子数增加的情况下在控制电路(IC)中搭载自适应导通时间功能。另外，脉动注入电路和自适应导通时间电路能够共用对连接电感器的节点的电位进行分压的分压电路，并且通过设置分压电路能够使用耐压低的电容元件，由此能够减少电路的占有面积。根据本发明，具有如下效果在脉动控制方式的开关电源装置中，能够在不使外部端子数增加的情况下在控制电路(IC)中搭载脉动注入功能。
图I是表示适用了本发明的开关调节器方式的DC-DC变换器的一个实施方式的电路构成图。图2是表示构成实施方式的DC-DC变换器的开关控制电路的脉动注入电路的等价 电路的电路图。图3是表示图2的等价电路中各部分电压变化的时间图。图4是表示具备脉动注入电路的图I的实施方式的DC-DC变换器的更具体应用例子的电路构成图。图5是表示图I的DC-DC变换器的变形例子的电路构成图。图6是表示图4的DC-DC变换器的变形例子的电路构成图。图7是表示具备脉动注入电路的以往的开关电源的构成例子的电路图。图8是表不构成图7开关控制电路的脉动注入电路的等价电路的电路图。符号说明20-开关控制电路，21-模拟电压生成电路，22-自适应导通计时器(自适应导通时间电路)，23_比较器(电压比较电路)，24-RS触发器(控制脉冲生成电路)，25a、25b-驱动器电路，26-控制逻辑电路，27-脉动注入电路，LI-线圈(电感器)，C1-电容器(平滑用电容器)，Sffl-驱动用开关元件(开关元件)，SW2-同步整流用开关元件(开关元件)。
具体实施例方式以下，基于
本发明的优选实施方式。图I表示适用了本发明的开关调节器方式的DC-DC变换器的一个实施方式。该实施方式的DC-DC变换器具备作为电感器的线圈LI、连接在施加直流输入电压Vin的电压输入端子IN与上述线圈L的一个端子之间的向线圈LI流入驱动电流的高侧的驱动用开关元件SWl、以及连接在线圈LI的一个端子与接地点之间的低侧的整流用开关元件SW2。驱动用开关元件SWl以及整流用开关元件SW2能够由例如MOSFET(绝缘栅极型场效应晶体管)构成。另外，本实施方式的DC-DC变换器具备对上述开关元件SW1、SW2进行导通、断开驱动的开关控制电路20、以及连接在上述线圈LI的另一端子(输出端子OUT)与接地点之间的平滑用电容器Cl。此处，虽然不做特别限定，但是，构成DC-DC变换器的电路以及元件中，开关控制电路20在半导体芯片上形成并且构成为半导体集成电路(电源控制用IC)，线圈LI和电容器Cl能够构成为作为外置元件与设在该IC的外部端子连接。而且，开关元件SWl以及SW2可以是外置元件，也可以是作为在芯片内(on chip)的元件设在开关控制电路20内。本实施方式在适用于使用ESR较小的陶瓷电容器等作为电容器Cl的情况下是有效的。该实施方式的DC-DC变换器中，使开关元件SWl和SW2互补地导通、断开的驱动脉冲通过开关控制电路20来生成，在稳定状态下，驱动用开关元件SWl导通后，线圈LI被施加直流输入电压Vin，电流向输出端子OUT流动，平滑用电容器Cl被充电。另外，驱动用开关元件SWl被断开后，相反地整流用开关元件SW2导通，电流通过该导通后的整流用开关元件SW2流向线圈LI。于是，通过对输入开关元件SWl的控制端子(栅极端子)的驱动脉冲的脉冲宽度或者频率根据输出的脉动进行控制，产生对直流输入电压Vin降压后的预定电位的直流输出电压Vout。本实施方式中的开关控制电路20具备比较器23、控制逻辑电路(controllogic) 26以及驱动器电路25a、25b，所述比较器23以将输出电压Vout通过串联电阻Rfbl、 Rfb2分压后的反馈电压VFB与预定参照电压Vref作为输入，所述控制逻辑电路26具备基于该比较器23的输出来生成使开关元件SWl和SW2导通、断开的控制脉冲的控制脉冲生成电路等，所述驱动器电路25a、25b接受该控制逻辑电路26的输出来生成并输出使开关元件SW1、SW2导通、断开的驱动脉冲。控制逻辑电路26能够由脉动控制方式的变换器中使用的通常的自适应导通计时器、或者固定导通时间计时器、最小断开时间计时器、触发器等构成。本实施方式中设有脉动注入电路27，其接受连接线圈LI的节点NI的电位VL，在输入上述反馈电压VFB的端子FB上注入脉动成分。该脉动注入电路27由例如包括电阻Rfilter以及电容Cf i I ter的滤波器电路和串联RC电路构成，所述串联RC电路由电阻Rinj以及电容Cinj串联连接而成。而且，该滤波器电路可以改称为对节点NI的电位VL进行积分的积分电路。而且，上述脉动注入电路27中设定有时间常数等，使得由该电路注入的脉动成分成为三角波。亦即，节点NI的电位VL对应于开关元件SWl的导通、断开变化为矩形波状，因此，脉动注入电路27的时间常数过小则导致脉动成分成为矩形波。另一方面，脉动注入电路27的时间常数过大则脉动成分(三角波)的振幅减小，无法注入充足的脉动。于是，在本实施方式中，设定了电路的时间常数、元件的常数，使得注入的脉动成分成为具有希望振幅的三角波，并且通过在芯片内的元件能够构成脉动注入电路27。此处，针对本实施方式的脉动注入电路27中时间常数、元件常数的设定方法简单进行说明。图2中表不图I所不脉动注入电路27的等价电路。另外，图3中表不DC-DC变换器工作期间的、连接线圈LI的节点NI的电位VL、包括电阻Rfilter以及电容Cfilter的滤波器电路内部的节点N3的电位Vfilter、注入了脉动成分的反馈电压VFB的电位的变化。图2中，设节点NI的电位VL的变动量为A VL,设滤波器内部的节点N3的电位的振幅为A Vfilter，设滤波器内部的节点N3到大地GND的阻抗为Zfilter，设脉动注入电路27的阻抗为Zinj，设反馈用的分压电阻Rfbl、Rfb2的阻抗为Zfb，设注入反馈节点FB的脉动成分为A VFBJU AVfilter以及AVFB由下式(I)表示。
^filter= Zfilter AVL
Rfilter + ZfilterAVFB = ^^AVfilter ( I )
Zinj+ Zfb......由上述式(I)可知，脉动成分AVFB的大小能够通过Rfilter、Rinj、Rfbl和Rfb2的并联值来决定。此处，为了将AVFB控制成三角波状，需要增大脉动注入电路27的时间常数T。图2的电路中，与Cfilter相比较，Cinj的值充分大时，脉动注入电路27的时间常数T能够通过下述式(2)来表示。T = (Rfbl//Rfb2+Rinj) Cfilter ......(2)
由上述式⑵可知,本实施方式的脉动注入电路27中，通过增大电阻Rinj的值，能够在不增大电容Cfilter的值的情况下增大时间常数T0而且，为了将AVFB控制成三角波状，需要使脉动注入电路27的时间常数T大于开关一周期的时间。例如，在以开关频率为几百kHz进行工作的情况下，将电阻Rinj设定为几百kQ程度，电容Cfilter在几pF程度即可满足希望的时间常数。而且，如果电容为几PF程度，则容易内置在IC内。本发明人为了进行比较针对所述的专利文献I (以下称作在先申请)中记载的脉动注入电路进行了研究。图8中表示图7所示在先申请的DC-DC变换器中脉动注入电路的等价电路。在先申请的脉动注入电路中，设注入反馈节点的脉动成分为AVFB，则AVFB由下述式(3)来表示。AVFB = —^— AVL (3)
Zinj + Zfb另外，Cinj的值充分大时，在先申请的脉动注入电路中的时间常数T ’能够通过下述式(4)来表示。T ’ = (Rfbl//Rfb2//Rinj) Cff ......(4)经本发明人使用上述式(3)、⑷计算可知，在适用在先申请的脉动注入电路的情况下，使用通常的IOkQ程度的电阻作为反馈用的分压电阻Rfb2，为了以几百kHz的开关频率进行工作，设在输出端子与反馈节点之间的电容Cff需要几百pF以上的电容值。因此，通过适用本发明的实施方式的脉动注入电路27，使图2的Cinj的值与图8的Cinj的值相同时，能够将所使用的电容Cfilter的值降低为电容Cff的值的大约百分之一这样的极小的值，容易内置在IC中，并且由此不再需要连接电容的外部端子，得到能够减少IC的外部端子数的效果。而且，Cinj的电容值可以为几十pF，这也是能够内置在IC中的范围。接着，使用图4说明使用了本实施方式的脉动注入电路27的开关控制电路20的更具体的应用例子。图4的开关控制电路20中设有自适应导通计时器22，对输入电压和输出电压进行前馈并决定对开关元件的导通时间进行规定的计时器的时间，将该计时器22的输出输入RS触发器24的复位端子，并且在置位端子输入所述比较器23的输出，向驱动器电路25a、25b提供RS触发器24的输出Q、/Q，生成并输出使开关元件SWl、SW2导通、断开的驱动脉冲。由自适应导通计时器22和RS触发器24构成图I的控制逻辑电路26。该实施例的自适应导通计时器22由例如恒流源CSl以及与该恒流源CSl串联连接的电容C2、放电用的开关S2、以及比较器CMP等构成，所述放电用的开关S2与该电容C2并联连接，通过例如上述触发器24的输出/Q导通、断开，所述比较器CMP的非反相输入端子上输入恒流源CSl与电容C2的连接节点N2的电位，反相输入端子上输入施加到反馈端子FB的输出电压Vout。于是，恒流源CSl构成为流过与输入电压Vin成比例的电流Ic ( Vin)。此处，说明具有如图4所示构成的开关控制电路20的DC-DC变换器的动作。而且，为了便于理解，此处分为输入电压Vin固定但是负载发生变化的情况和负载固定但是输入电压Vin发生变化的情况进行说明，但是实际上也存在这些变化同时发生的情况，该情况下，以下说明的动作同时进行。首先，考虑输入电压Vin固定但是负载从重负载状态变化为轻负载状态的情况。该情况下，由于输入电压Vin固定，因此自适应导通计时器22的恒流源CSl的电流Ic固定。因此，自适应导通计时器22的内部节点N2的电位在达到输出电压Vout之前的时间基本不 轻，因此输出电压Vout缓慢下降。因此，开关元件SWl的驱动脉冲变化为高电平使得开关元件SWl被导通的定时(timing)变晚。亦即，在负载减轻的情况下，开关元件SWl的驱动脉冲的周期增长。另外，开关元件SWl的驱动脉冲的周期增长后，占空比减小，通过开关元件SWl流到线圈LI的电流减少。于是，在这之后，当负载稳定时，开关元件SWl的驱动脉冲的占空比以及频率保持固定。脉动控制方式中，由于没有采用在电压控制方式或者电流控制方式中使用的误差放大器，因此如上所述的响应迅速地进行。另一方面，输入电压Vin固定但是负载从轻负载状态变化为重负载状态的情况下，与上述相反，输出电压Vout比较迅速地下降，因此，开关元件SWl的驱动脉冲变化为高电平使得开关元件SWl被导通的定时提前。亦即，负载增重的情况下，开关元件SWl的驱动脉冲的周期变短。另外，开关元件SWl的驱动脉冲的周期变短后，占空比增大，通过开关元件SWl流到线圈LI的电流增加。于是，在这之后，当负载稳定时，频率保持固定。接着,针对负载固定、而输入电压Vin低的情况和高的情况下的自适应导通计时器22的动作进行说明。Vin低的情况下，开关元件SWl导通的期间内从输入端子IN流入线圈LI的电流少，输出电压的上升速度减慢。但是，输入电压Vin低时，由于自适应导通计时器22的恒流源CSl的电流Ic少，因此计时器电路内部的节点N2的电位达到Vout的时间增长，RS触发器24的输出下降到低电平的定时后移。其结果为，开关元件SWl导通的时间长。另外，输入电压Vin高的情况下，从输入端子IN向线圈LI流动较多的电流，输出电压的上升速度增快。但是，由于自适应导通计时器22的恒流源CSl的电流Ic增多，因此计时器电路内部的节点N2的电位达到Vout的时间缩短，RS触发器24的输出下降到低电平的定时前移。亦即，开关元件SWl导通的时间短。因此，自适应导通计时器22中控制成电流与时间的乘积基本固定，而与输入电压Vin的大小无关。另一方面，如果负载不发生变化，则比较器23的输出发生变化的定时、亦即开关元件SWl被导通的定时不发生变化。其结果为，在负载固定而输入电压Vin变化时，开关元件SWl的驱动脉冲的占空比发生变化，开关频率维持固定。
图5中示出了图I的实施方式中开关控制电路20的变形例子。该变形例子如下构成在连接有线圈LI的节点NI与接地点之间设有对节点NI的电位VL进行分压的串联的电阻Rl和R2，将通过该电阻对VL进行分压后的电压作为脉动注入电路的输入。而且，也能够将包含分压用的电阻Rl和R2的部分看作脉动注入电路27。图6表示图4的实施方式中开关控制电路20的变形例子，该变形例子的开关控制电路20中，代替向自适应导通计时器22输入输出电压Vout，而是设置与脉动注入电路27的节点N3连接并且使该节电的电位平滑后模拟生成相当于输出电压的电压Vemu的低通滤波器(模拟电压生成电路)21，将电压Vemu输入自适应导通计时器22。与图5的变形例子同样地，设有对节点NI的电位VL进行分压的串联的电阻Rl和R2，将通过该电阻对VL进行分压后的电压作为脉动注入电路27的输入。另外，该变形例子中，由外置的元件来构成对输出电压进行分压的串联的电阻Rfbl和Rfb2。而且，也可以由外置的元件来构成电阻Rfbl 和 Rfb2 中的 RfbI。图5以及图6的变形例子均具有如下优点通过设置分压用的电阻Rl和R2，在构成脉动注入电路27的电容的耐压低的情况下也能够适用。另外，关于本发明人所设想使用 的电容元件，耐压越低则每单位面积的电容值越高，亦即在相同电容值的情况下能够减小元件尺寸，因此，图5以及图6的变形例子的电路相比于图I的电路能够以较少的面积来实现。另外，关于图4的实施例，由于对输出电压进行分压的串联的电阻Rfbl和Rfb2内置在芯片内，虽然部件数减少，但是具有输出电压Vout固定的缺点，而图6的变形例子具有如下优点通过调整外置的电阻Rfbl和Rfb2的值，能够任意设定输出电压Vout。以上基于实施方式具体说明了本发明人做出的发明，但是本发明不限定为所述实施方式。例如，在图5以及图6的变形例子中，滤波器电路(模拟电压生成电路)21表示为使用包括一个电阻和一个电容的低通滤波器的电路，但是，也可以使用连接有多级同样的低通滤波器的滤波器电路。通过使用该种电路，虽然元件数多，但是相比于由一级低通滤波器构成的电路，具有能够减小各级电容的元件尺寸的优点。另外，所述实施方式中，针对将开关元件SW1、SW2作为内置于开关控制用IC的元件连接的DC-DC变换器进行了说明，但是，也能够适应于开关元件SW1、SW2为外置元件的情况。并且，在所述实施方式中，针对开关元件SWl为N沟道MOS晶体管的情况进行了说明，但是，也能够适用于开关元件SWl为P沟道MOS晶体管的情况。并且，在所述实施方式中，使用MOS晶体管等构成的开关元件SW2作为连接在线圈LI的起始端与接地点之间的低侧的整流用元件，但是，也能够是使用二极管取代开关元件SW2的DC-DC变换器，该情况下，也能够适用本发明。
权利要求
1.一种开关电源装置，其具备 电感器，其连接在输入直流电压的电压输入端子与连接负载的输出端子之间； 驱动用开关元件，其使所述电感器中间歇地流过电流；以及 控制电路，其在半导体芯片上构成为半导体集成电路，生成对应于将输出电压分压后的反馈电压的控制脉冲，对所述驱动用开关元件进行导通、断开控制， 所述开关电源装置输出电位与输入电压不同的电压， 所述开关电源装置的特征在于， 所述控制电路具备 电压比较电路，其对所述反馈电压与预定电压进行比较； 脉动注入电路，其具有对所述驱动用开关元件与所述电感器的连接节点的电位进行积分的时间常数电路，经由串联RC电路对所述反馈电压附加脉动成分；以及控制脉冲生成电路，其基于所述电压比较电路的输出生成控制脉冲， 所述开关电源装置构成为基于通过所述控制脉冲生成电路生成的控制脉冲使所述驱动用开关元件导通、断开。
2.根据权利要求I所述的开关电源装置，其特征在于， 所述开关电源装置具备对所述驱动用开关元件与所述电感器的连接节点的电位进行分压的分压电路， 所述时间常数电路以通过所述分压电路分压后的电位为输入进行工作。
3.根据权利要求I或2所述的开关电源装置，其特征在于， 所述控制电路还具备对输入电压以及输出电压或者与输出电压成比例的电压对应的时间进行计时的计时单元， 所述控制脉冲生成电路构成为基于所述计时单元的输出和所述电压比较电路的输出来生成具有相当于所述计时单元的计时时间的脉冲宽度的控制脉冲，在所述输入电压发生了变化的情况下使所述控制脉冲的脉冲宽度变化，将开关周期维持固定。
4.根据权利要求3所述的开关电源装置，其特征在于， 所述控制电路具备模拟电压生成电路，该模拟电压生成电路使通过所述时间常数电路后的电压平滑、生成并且输出对应于所述输出电压的模拟电压， 所述计时单元构成为对所述输入电压以及所述模拟电压对应的时间进行计时。
全文摘要
本发明提供一种开关电源装置，在脉动控制方式的开关电源装置中，能在不使外部端子数增加的情况下在控制电路中搭载对反馈电压附加脉动成分的功能。具备对使电感器中流过电流的驱动用开关元件(SW1)进行导通、断开控制的控制电路(20)的脉动控制方式的开关电源装置中，所述控制电路具备电压比较电路(23)，其对反馈电压与预定电压进行比较；脉动注入电路(27)，其具有对驱动用开关元件与电感器的连接节点的电位进行积分的时间常数电路，经由串联RC电路对反馈电压附加脉动成分；控制脉冲生成电路(24)，其基于电压比较电路的输出生成控制脉冲，所述开关电源装置构成为基于通过控制脉冲生成电路生成的控制脉冲使驱动用开关元件导通、断开。
文档编号H02M3/157GK102761255SQ201210134669
公开日2012年10月31日 申请日期2012年4月28日 优先权日2011年4月28日
发明者中岛平裕, 山中佑司, 樋口义隆 申请人:三美电机株式会社