专利名称：微功耗风光控制逆变器的制作方法
技术领域：
本实用新型涉及一种微功耗风光控制逆变器。
背景技术：
图1是传统风力发电系统，有以下缺点:I)风力发电机输出的电压经过控制器，其输出电压并不恒定，这种不恒定的电压对蓄电池进行充电，并不是恒压充电，影响蓄电池使用寿命；2)由图2可知，太阳能电池板的输出电压随光照强度和负载大小变化，当光伏发电电压直接并在风力发电机制器的输出端，此电压低于风力发电机控制器的输出电压时，光伏电池板无电流输出，只有当光伏电池板发电电压高于或等于风力发电机控制器的输出电压时，才有电流输出，这说明，就算太阳很大，光伏发电很多，但只要低于风力发电机控制器的输出电压，光伏发电电压就完全浪费；3)风力发电机的输出电压直接并在太阳能电池板的输出端，当风力发电机发出来的电压低于太阳能电池板输出的电压是，风力发电机无电流输出，只有当风力发电机输出的电压高于太阳能电池板的输出电压时，才有电流输出，很多时间完全浪费风能；4)风力发电机的控制器和逆变器采用传统功率变换的方法，效率低，功率损耗大，同时产生强烈EMI干扰。
发明内容微功耗风力发电机由叶片、转轴、三相永磁同步发电机组成，如图3所示，为了克服以上四个缺点，用风光控制逆变器取代传统风力发电机中的风力发电控制器、光伏发电控制器、直流逆变器，最大限度地利用自然风能和太阳能，对蓄电池进行最佳充电，大大延长蓄电池的使用寿命；所有电路都采用微功耗功率变换，使得电能损耗降至最低，效率高达99%以上。风光控制逆变器取代传统风力发电机中的风力发电控制器、光伏发电控制器、直流逆变器，风力发电输出、光伏发电输出、蓄电池、以及负载，都直接与风光控制逆变器相接。风光控制逆变器包括二个输入通道，一个输出通道；输入电路I的首端接风力发电的三相交流电压，输入通道2的首端接光伏发电的直流电压，输出通道的末端接交流负载；两个输入通道1、2的末端接蓄电池进行充电，输出通道的首端接蓄电池进行逆变。两个输入通道1、2完全相同，都由主电路及其驱动电路组成，主电路由升压电路和降压电路组成，它们的驱动电路都由UC1825组成；升压电路中的MOS管Ql的漏极接变压器TXl原边的异名端，其栅极通过电阻R3和电源V2的串联支路接地，其源极直接接地；电源Vl的正极接计数器TXl原边的同名端，其负极直接接地；二极管Dl、D2、D3、D4组成整流桥，整流桥的两个输入端与变压器TXl付边绕组、电阻R1、电容Cl并联，其输出正端点通过电容C3、电阻R4接地，其输出负端点接电源Vl的正极，电阻R2、电容C2跨接在整流桥的两个输出端点；升压电路的驱动由PWM脉宽调制芯片UC1825联接成典型电路，其脉宽调制输出端OUT_A接MOS管Ql的栅极，取代电阻R3、电源V2的串联支路，其误差放大输出端INV通过电阻RlO接地，同时通过电阻R5接整流桥的正输出端；降压电路中的MOS管Ql的漏极接变压器TXl原边的异名端，其栅极通过电阻R5和电源V5的串联支路接地，其源极直接通过电阻、电容C4的并联支路接地；电源Vl的正极接计数器TXl原边的同名端，其负极直接接地；二极管D1、D2、D3、D4组成整流桥，整流桥的两个输入端与变压器TXl付边绕组、电阻R1、电容Cl并联，其输出正端点接MOS管Ql的源极，其输出负端点直接接地，电阻R2、电容C2跨接在整流桥的两个输出端点；降压电路的驱动由PWM脉宽调制芯片UC1825联接成典型电路，，其脉宽调制输出端0UT_A接MOS管Ql的栅极，取代电阻R5、电源V5的串联支路，其误差放大输出端INV通过电阻RlO接地，通过电阻R5接MOS管Ql的源极。输出通道由主电路、整流电路、驱动电路组成；主电路中的MOS管Q9的漏极接变压器TXl原边绕组的异名端，电源V8的正极接变压器TXl的同名端，其负极接地，MOS管Q13的漏极接MOS管Q9的源极，其源极接地，其栅极通过电源V8接发；M0S管QlO的漏极接变压器TXl原边绕组的异名端，MOS管Q14的漏极接MOS管QlO的源极，其源极接地，其栅极通过电源VlO接地；整流电路中的MOS 管 Q1、Q2、Q11、Q12 是 PNP 型、MOS 管 Q7、Q8、Q15、Q16 是 NPN 型，MOS管Q1、Q7、Q11、Q15和MOS管Q2、Q8、Q12、Q16分两组依次串联，漏极在上，源极在下，电阻R4、电容C4跨接在MOS管Ql的漏极和MOS管Q16的源极之间，MOS管Q7的源极接变压器TXl付边的同名端，MOS管Q8的源极接变压器TXl付边的异名端，电阻R1、电容Cl跨接在变压器TXl付边绕组的两端；驱动电路中的到二极管D-D4组成整流桥，电源V5跨接在整流桥的输入端，整流桥正输出端接MOS管Q5的漏极，其负输出端接地；M0S管Q5的源极通过电阻R6、电容C6接地，其栅极通过电阻R2、电容C2接其源极，同时接MOS管Q3的源极，MOS管Q3的栅极通过电源Vl接其源极，电源V3的正极接MOS管Q3的漏极，其负极接MOS管Q5的源极；M0S管Q6的源极通过电阻R7、电容C7接地，其栅极通过电阻R3、电容C3接其源极，同时接MOS管Q4的源极，MOS管Q4的栅极通过电源V2接其源极，电源V4的正极接MOS管Q4的漏极，其负极接MOS管Q6的源极；脉宽调制芯片1825接成典型电路，变压器TX2有一个原边绕组，两付边绕组，其原边绕组接脉宽调制芯片1825输出信号0UT_A、0UT_B，其两个付边绕组的同名端分别接两个MOS管Q3、Q4的栅极，两个付边绕组的异名端分别接两个MOS管Q5、Q6的栅极。
图1是传统风力发电机原理框图；图2是光伏发电特性曲线；图3是微功耗风光控制逆变器原理框图；图4是升压器电路；图5是升压器电路输出电压仿真波形；[0022]图6是引入脉宽调制芯片的升压电路；图7是引入脉宽调制芯片的升压电路输出电压的仿真波形；图8是降压器电路；图9是降压器电路输出压压仿真波形；图10是引入脉宽调制芯片的降压电路；图11是引入脉宽调制芯片的降压电路输出电压的仿真波形；图12是输入通道的实际电路；图13是输入通道输入、输出电压的仿真波形；图14是直流逆变原理电路；图15是直流逆变原理电路输出电压的仿真波形；图16双边带整流器原理电路；图17双边带整流器原理电路输出电压仿真波形；图18是主电路的驱动电路，图19是主电路的驱动电路的输出信号仿真波形；图20是引入驱动信号的输出通道主电路；图21是输入正弦波信号电压V3的仿真波形；图22是V3经全桥整流后的馒头波电压Vd ；图23是IOOKHz的方波驱动电压Vl ；图24是IOOKHz的方波驱动电压V2 ；图25是电阻R2上产生的包络为50Hz正弦波的信号电压Vrl ；图26是电阻R3上产生的包络为50Hz正弦波的信号电压Vr2 ；图27是电阻R6上产生的包络为正弦波的高频方波信号电压Gl ；图28是电阻R7上产生的包络为正弦波的高频方波信号电压G2 ；图29是输入直流电压V8 ；图30是变压器付边上产生的包络为正弦波的双边带高频方波电压Vs ；图31是电阻R5上输出的正弦波电压Voa ；图32是电阻R4上输出的正弦波电压Vob ；图33是引入UC1825的输出通道实际电路；图34是风光控制逆变器样机面板。
具体实施方式
图4是升压电路，MOS管Ql、变压器TXl以及由D1-D4组成的整流桥，形成一个脉宽调制的开关电源基本电路，驱动信号V2是高频信号，输入直流电压Vl是10.5V，开关电源基本电路的输出电压，即整流桥正负输出端之间的电压Vc由TXl的变比决定，电压的稳定由V2的脉宽决定；整流桥的负输出端接在输入电压Vl的正极，输出电压Vo从整流桥的正输出端和地之间取出。输出电压Vo等于输入电压Vl加上整流桥的输出电压Vc之和，由于输入电压小于输出电压，因而输入电流大于输出电流，升压电路由此得名。图5是升压电路各点电压的仿真波形，下面是输入电压Vl = 10.5V，上面是输出电压Vo = 12V。由于Ql栅极驱动信号V2的脉宽是固定的，当输入电压变化或负载变化时，输出电压Vo = VI+Vc中的Vc会发生变化，因而输出电压不稳定。图6是引入脉宽调制芯片UC1825后的升压电路，当输入电压变化或负载变化时，输出电压Vo = Vl+Vc中的Vc不会发生变化，因而输出电压稳定。此升压电路的功率损耗非常小，效率非常高，其原因是输出电压(Vo = Vl+Vc)中的绝大部份(Vl)并不参与实际的功率变换，只有输出电压中的极小部份(Vc)需要进行功率变换，这极小部份电压在功率变换过程中的功率损耗当然更小，折算到整机功率损耗又减少了一个数量级，较之常规功率变换而言，此升压电路效率提高了几个数量级。图7是引入脉宽调制芯片UC1825后的升压电路各点电压的仿真波形，输出电压在开机之初有一个上冲，然后恢复到额定电压12V，说明脉宽调制在起作用。此处的PWM脉宽调制仅仅针对整流桥上的输出电压Vc，而对于输出电压中的绝大部份电压Vl不起作用。图8是降压电路，MOS管Ql、变压器TXl以及由D1-D4组成的整流桥，形成一个脉宽调制的开关电源基本电路，驱动信号V5是高频信号，输入直流电压Vl是13.5V，开关电源基本电路的输出电压，即整流桥正负输出端之间的电压Vc由TXl的变比决定，电压的稳定由V2的脉宽决定；整流桥的负输出端接地，整流桥的正输出端接Ql的源极，输出电压Vo从整流桥的正输出端(Ql的源极)和地之间取出。输出电流1等于输入电流Il加上整流桥的输出电压Ic之和，由于输入电压大于输出电压，因而输出电流小于输入电流，降压电路由此得名。图9是降压电路各点电压的仿真波形，上面是输入电压Vl = 13.5V，上面是输出电压Vo = 12V。由于Ql栅极驱动信号V5的脉宽是固定的，当输入电压变化或负载变化时，输出电压Vo不稳定。图10是引入脉宽调制芯片UC1825后的升压电路，当输入电压变化或负载变化时，输出电压Vo不会发生变化，因而输出电压稳定。此升压电路的功率损耗非常小，效率非常高，其原因是输出电流(1 = Il+Ic)中的绝大部份(Il)并不参与实际的功率变换，只有输出电流中的极小部份(Ic)需要进行功率变换，这极小部份电流在功率变换过程中的功率损耗当然更小，折算到整机功率损耗又减少了一个数量级，较之常规功率变换而言，此升压电路效率提高了几个数量级。图11是引入脉宽调制芯片UC1825后的升压电路各点电压的仿真波形，输出电压在开机之初有一个上冲，然后恢复到额定电压12V，说明脉宽调制在起作用。此处的PWM脉宽调制仅仅针对整流桥上的输出电流Ic，而对于输出电压中的绝大部份电压Il不起作用。图12是输入通道的实际电路，由一个升压电路和一个降压电路组成，它们的输入电压是相同的，在升压电路和降压电路之间加一个二极管隔离，二极管的正极接在升压电路一边，限制高压影响低压。当光伏发电或风力发电的电压低于额定值时，升压和降压电路同时启动，由于输入电压相同，升压电路的输出电压高于降压电路的输出电压，整机的输出电压是升压电路所产生的电压，由于二极管的隔离作用，升压电路所产生的高压不能通过二极管D5进入降压电路，只能从D5的负极输出。当光伏发电或风力发电的电压高于额定值时，升压电路不启动，UC1825控制芯片停止输出脉宽信号，这时降压电路启动，降压电路的输出电压高于升压电路(已经截止)的输出电压，降压电路的输出电压通过D5到达输出端,从D5的负极输出。图13是输入通道各点电压的仿真波形，V3是幅值1.5V的正弦波电压，V4是12.0V的直流电压，输入电压等于Vi = V3+V4，是一个幅值在10.5V到13.5V之间变化的脉动电压，输出电压是一条直线，说明无论输入电压为何值，输出电压都恒等于额定输出电压。图14是输出通道中的逆变器原理电路，电路形式与传统逆变电路相似，实际上有本质的不同。驱动信号V1、V2是幅值308V的正弦波信号，V4、V5是幅值18V的方波信号，频率都是50Hz，V2、V4的相位落后10ms，输入直流电压V3为320V，电路启动后，前10ms，V1、V5高电平，Ql、Q4饱和导通，直流电压通过Ql、Rl、Q4形成通路，在Rl上形成压降，由于Q4饱和导通，相当于接地，Rl上的电压跟随栅极电压VI，而Vl是正弦波，所以在Rl上形成正弦波的前IOms波形，即一个正向馒头波电压；后10ms，V2、V4高电平，Q2、Q3饱和导通，直流电压通过Q2、R1、Q3形成通路，在Rl上形成压降，由于Q3饱和导通，相当于接地，Rl上的电压跟随栅极电压V2，而V2是正弦波，所以在Rl上形成正弦波的前IOms波形，即一个负向馒头波电压，因为后IOms的电压和前IOms的电压在Rl上正好方向相反，Q3、Q4只是起换向的作用。一个20ms的周期过后，就在电阻Rl上开成了一个完整的正弦波。图15是电阻Rl上的输出电压仿真波形，可以看到，输出电压Vo比输入电压低，因为在Ql、Q4上产生了压降。图16是双边带整流电路，其作用是把包络为正弦波的双边带高频方波电压整流成正弦波。双边带整流电路实际上是一个双向桥式整流电路，众所周知，整流电路会把脉宽IOms的负方向正弦波形翻到横轴的上面来,形成频率为100Hz、周期IOms的慢头波,这就是所谓的正向桥式整流电路，负向桥式整流电路中的四个整流二极管相反联接，其作用正好与正向桥式整流电路相反，可以把脉宽IOms的正方向正弦波形翻到横轴的下面去，也会形成频率为IOOHz、周期IOms的馒头波。对于图17最里层所示变压器付边的、包络为正弦波的、双边带高频方波电压，必须要有正、负方向两个桥式整流电路各一个，对于第一个IOms,要有一个正向桥式整流电路，使得负方向的高频方波翻到上面来，或者保持正方向的馒头波不变；对于第二个10ms，需要一个负向桥式整流电路，把正方向的高频方波翻到下面去，或者保持负方向的馒头波不变，接下来重复上述过程，直到最后，于是图17最里面所示的双边带高频电压波形就变换成图17中间波形所示的系列完整正弦波。包络为正弦波的双边带高频方波电压，必须同时接上正、负整流桥，才能整流成正弦波电压，可是普通正、负整流的桥式电路，不可能在两个整流桥的输入端接入相同的交流电压，不然会发生电源短路，只能接成如图16形式的双边带整流电路。图17所示的仿真波形从外到里分别是输入电压、输出电压，以及变压器付边的、包络为正弦波的、双边带高频方波电压。图18是驱动信号产生电路，MOS管Ql、Q2的栅极接高频方波信号V1、V2，频率ΙΟΟΚΗζ，其漏极接方波信号V3、V4，频率50Hz，V4比V3滞后10ms，于是在电阻Rl、R2上产生包络为50Hz方波、频率是IOOKHz的方波信号Vrl、Vr2，此信号接到Q3、Q4的栅极，而Q3、Q4的漏极接正弦电压V5经全波整流后的馒头波电压Vd，则在Q3、Q4的源极电阻R3、R4上得到包络为馒头波的高频信号Gl、G2，G2比Gl滞后10ms。图19是驱动信号产生电路各点电压的仿真波形，从上到下是:电阻R3上得到的驱动信号Gl，电阻R4上得到的驱动信号G2，电阻Rl上得到的包络为50Hz方波、频率是IOOKHz的方波信号Vrl，电阻R2上得到的包络为50Hz方波、频率是IOOKHz的方波信号Vr2。图20是输出通道的原理电路，MOS管Q9、Q10、Q13、Q14逆变器的主电路，直流电压V8 = 320V的正极通过变压器TXl的原边接到Q9、Q10的漏极，在电阻R5上得到正弦波输出电压Voa，TXl付边的包络为正弦波的双边带方波电压，通过双边带整流器后，变换成与Voa同频、同相、同幅值的输出正弦波电压Vob,此电压与Voa并联输出。所有带变压器的功率变换电路，在变压器的付边都会产生双边带高频方波信号电压，而且此双边带电压的功率分布是关于横轴为对称的。由于直流分量的不同，双边带波形在横轴上的分布不对称，如果横轴上方的峰值高，下方峰值低，则上方的脉宽小，下方的脉宽大，功率的分布仍然关于横轴为对称，而双边带高频方波的包络，正是变压器原边的电压波形。设输入电压V8的幅值是V8 = 1，在电阻R5上输出的正弦波电压Voa = sinx，则在变压器TXl原边绕组上的电压是Vp = ι-sinx,可以证明，函数Vp = l_sinx仍然是正弦波函数(证明从略)，所以在TXl的付边所产生的双边带高频方波电压的包络也是正弦波，通过双边带整流器后，得到了正弦波电压Vob。图21到图32分别是输出通道的原理电路中各点电压的仿真波形，顺序是:I)输入正弦波信号电压V3 ;2) V3经全桥整流后的馒头波电压Vd ；3) IOOKHz的方波保证电压V1、V2 ;4)电阻R2、R3上产生的包络为50Hz正弦波的信号电压Vrl、Vr2 ；5)电阻R6、R7上产生的包络为正弦波的高频方波信号电压Gl、G2 ;6)输入直流电压V8 ；7)变压器付边上产生的允络为正弦波的双边带高频方波电压Vs ；8)电阻R5上输出的正弦波电压Voa;9)电阻R4上输出的正弦波电压Vob。图33是引入脉宽调制控制芯片UC1825后输出通道的实际电路，芯片UC1825接成典型的控制形式，用以控制输出正弦波电压Voa、Vob的幅值，此乃现有技术，无须赘述。图33中UC1825芯片的误差放大脚INV接固定电压，其调制输出脚0UT_A、0UT_B信号的占空比均为50%。图34是风光控制逆变器样机的面板，有蓄电池的输入接口，光伏发电直接进行一个输入通道，三相永磁同步发电机的输出电压经过三相整流以后，不必滤波，直接进入风光控制逆变器的另一个输入通道；输出通道是一个交流插座，输出到负载。
权利要求1.一种微功耗风光控制逆变器，其特征是:用微功耗风光控制逆变器取代传统风力发电机中的风力发电控制器、光伏发电控制器、直流逆变器，其中风力发电输出、光伏发电输出、蓄电池、以及负载，都直接与风光控制逆变器相接。
2.如权利要求1所述的微功耗风光控制逆变器，其特征是:风光控制逆变器包括二个输入通道，一个输出通道；输入通道(I)的首端接风力发电的三相交流电压，输入通道(2)的首端接光伏发电的直流电压，输出通道的末端接交流负载；两个输入通道(1、2)的末端接蓄电池充电，输出通道的首端接蓄电池逆变。
3.如权利要求2所述的微功耗风光控制逆变器，其特征是:两个输入通道(1、2)完全相同，都由主电路及其驱动电路组成，主电路由升压电路和降压电路组成，它们的驱动电路都由UC1825组成； 1)升压电路中的MOS管Ql的漏极接变压器TXl原边的异名端，其栅极通过第三电阻(R3)和第二电源(V2)的串联支路接地，其源极直接接地；第一电源(Vl)的正极接计数器TXl原边的同名端，其负极直接接地；第一、二、三、四二极管(D1、D2、D3、D4)组成整流桥，整流桥的两个输入端与变压器TXl付边绕组、第一电阻(R1)、第一电容(Cl)并联，其输出正端点通过第三电容(C3)、第四电阻(R4)接地，其输出负端点接第一电源(Vl)的正极，第二电阻(R2)、第二电容(C2)跨接在整流桥的两个输出端点；升压电路的驱动电路由一个典型的PWM脉宽调制芯片UC1825组成，其脉宽调制输出端0UT_A接MOS管Ql的栅极，取代第三电阻(R3)、第二电源(V2)的串联支路，其误差放大输出端INV通过第十电阻(RlO)接地，通过第五电阻(R5)接整流桥的正输出端； 2)降压电路中的MOS管Ql的漏极接变压器TXl原边的异名端，其栅极通过第五电阻(R5)和第五电源(V5)的串联支路接地，其源极直接通过第六电阻)、第四电容(C4)的并联支路接地；第一电源(Vl)的正极接计数器TXl原边的同名端，其负极直接接地；第一、二、三、四二极管(Dl、D2、D3、D4)组成整流桥，整流桥的两个输入端与变压器TXl付边绕组、第一电阻(Rl)、第一电容(Cl)并联，其输出正端点接MOS管Ql的源极，其输出负端点直接接地，第二电阻(R2)、第二电容(C2)跨接在整流桥的两个输出端点；降压电路的驱动电路由一个典型的PWM脉宽调制芯片UC1825组成，其脉宽调制输出端0UT_A接MOS管Ql的栅极，取代第五电阻(R5)、第五电源(V5)的串联支路，其误差放大输出端INV通过第十电阻(RlO)接地，通过第五电阻(R5)接MOS管Ql的源极。
4.如权利要求2所述的微功耗风光控制逆变器，其特征是:输出通道由主电路、整流电路、驱动电路组成: 1)主电路中的第九MOS管(Q9)的漏极接第一变压器(TXl)的异名端，第八电源(V8)的正极接变压器TXl的同名端，其负极接地，第十三MOS管(Q13)的漏极接第九MOS管(Q9)的源极，其源极接地，其栅极通过第八电源(V8)接发；第十MOS管(QlO)的漏极接变压器TXl的异名端，第十四MOS管(Q14)的漏极接第十MOS管(QlO)的源极，其源极接地，其栅极通过第十电源(VlO)接地； 2)整流电路中的第一、二、十一、十二MOS管(Ql、Q2、QlU Q12)是PNP型、第七、八、十五、十六MOS 管(Q7、Q8、Q15、Q16)是NPN型，第一、七、十一、十五MOS 管(Q1、Q7、Q11、Q15)和第二、八、十二、十六MOS管(Q2、Q8、Q12、Q16)分两组依次串联，漏极在上，源极在下，第四电阻(R4)、第四电容(C4)跨接在第一 MOS管(Ql)的漏极和第十六MOS管(Q16)的源极之间，第七MOS管(Q7)的源极接变压器TXl付边的同名端，第八MOS管(Q8)的源极接变压器TXl付边的异名端，第一电阻(Rl)、第一电容(Cl)跨接在变压器TXl付边的两端； 3)驱动电路中的第一到第四二极管(D-D4)组成整流桥，第五电源(V5)跨接在整流桥的输入端，整流桥正输出极接第五MOS管(Q5)的漏极，其负输出端接地；第五MOS管(Q5)的源极通过第六电阻(R6)、第六电容(C6)接地，其栅极通过第二电阻(R2)、第二电容(C2)接其源极，同时接第三MOS管(Q3)的源极，第三MOS管(Q3)的栅极通过第一电源(Vl)接其源极，第三电源(V3)的正极接第三MOS管(Q3)的漏极，其负极接第五MOS管(Q5)的源极；第六MOS管(Q6)的源极通过第七电阻(R7)、第七电容(C7)接地，其栅极通过第三电阻(R3)、第三电容(C3)接其源极，同时接第四MOS管(Q4)的源极，第四MOS管(Q4)的栅极通过第二电源(V2)接其源极，第四电源(V4)的正极接第四MOS管(Q4)的漏极，其负极接第六MOS管(Q6)的源极；脉宽调制芯片1825接成典型电路，第二变压器(TX2)有一个原边绕组，两付边绕组，其原边绕组接脉宽调制芯片1825输出信号0UT_A、0UT_B，其两个付边绕组的同名端分别接第三、四两个MOS爱(Q3、Q4)的栅极，两个付边绕组的异名端分别接第五、六两个MOS管(Q5、Q6)的栅极。
专利摘要本实用新型涉及一种微功耗风光控制逆变器。微功耗风光控制逆变器取代传统风力发电机中的风力发电控制器、光伏发电控制器、直流逆变器，最大限度地利用自然风能和太阳能，对蓄电池进行最佳充电，大大延长蓄电池的使用寿命；所有电路都采用微功耗功率变换，使得电能损耗降至最低。
文档编号H02M3/335GK203014704SQ20122055632
公开日2013年6月19日 申请日期2012年10月29日 优先权日2012年10月29日
发明者郁百超 申请人:郁百超