电动机的驱动控制装置制造方法
【专利摘要】一种电动机的驱动控制装置。在现有技术中，通过比PWM频率低的低通滤波器检测中性点电压的平均值，将其与规定的阈值进行比较来检测电动机的对地短路等异常。在中性点电压中叠加有依赖于调制信号的高次谐波成分，因此低通滤波器的特性需要设定为与逆变器的整个输出频域对应的时间常数，另外，需要使调制信号引起的电压变动和对地短路引起的电压变动分离。通过基于基于逆变器装置的PWM脉冲模式阶梯状地变化的电动机的实际的中性点电压和基于逆变器装置的PWM模式决定的额定的中性点电压，来判定输出线的异常，能够判定输出线的对地短路、对电源短路的异常。能够进行符合中性点电压波形的可靠性高的异常检测，并且能够进行不依赖于逆变器输出频率的稳定的异常检测。
【专利说明】电动机的驱动fe制装直
【技术领域】
[0001]本发明涉及控制电动机的动作的电动机的驱动控制装置，特别涉及一种电动机的驱动控制装置，其能够检测从用于对电动机进行驱动控制的驱动控制信号生成部至电动机的绕组的输出线的异常。
【背景技术】
[0002]一般而言，用于对电动机进行驱动控制的电力转换装置包括:逆变器装置，其作为从直流电源接受直流电力而产生交流电力的驱动控制信号生成部；和用于控制该逆变器装置的控制装置。
[0003]通过电力转换装置获得的交流电力被供给至电动机(例如三相同步电动机)，相应于被供给的交流电力，电动机产生旋转转矩。
[0004]这样的电力转换装置，例如用于对搭载于汽车的各种电动机进行驱动控制。其中一个例子是用于使汽车的转向装置电动化的电动助力转向装置、驱动汽车的车轮的汽车用驱动电动机等，从搭载于汽车的二次蓄电池接受直流电力并将其转换为交流电力，向对应的电动机供给该交流电力，对系统装置进行驱动控制。由于这些方面众所周知，此处省略除此以外的说明。
[0005]在作为这样的电力转换装置所使用的驱动控制信号生成部的逆变器装置中，要求适当地检测包括逆变器装置的开关元件至电动机的线和电动机的绕组的输出线上的对地短路、对电源短路等异常，使电动机和逆变器装置安全地停止。
[0006]为了应对这样的要求，日本特开2006-81327号公报(专利文献I)中，记载有通过具有比PWM载波频率更低的低通特性的滤波器检测电动机的中性点电压，当检测出的输出电压值不足规定的电压值的情况下判定为异常的技术。
[0007]现有技术文献
[0008]专利文献
[0009]专利文献1:日本特开2006-81327号公报
【发明内容】
[0010]发明想要解决的问题
[0011]专利文献I公开的技术为对逆变器装置的三相各线的电压检测值进行加法运算求出电动机的中性点电压，通过比PWM频率低的低通滤波器检测中性点电压的平均值,将其与规定的阈值进行比较来检测电动机的对地短路等异常。
[0012]然而，电动机的中性点电压中除了逆变器装置的PWM调制产生的高次谐波成分以外还叠加有依赖于调制信号的高次谐波成分。特别是逆变器的调制率为1.0以上的含有三次谐波的调制信号和180°方波的调制信号中，与逆变器输出频率同步的电压变动在电动机的中性点电压中叠加。
[0013]从而，由于低通滤波器的特性需要设定为与逆变器的整个输出频域对应的时间常数，并且需要使逆变器调制方式引起的电压变动和对地短路引起的电压变动分离，因此存在电动机的运转过程中不能进行正确的对地短路等的异常检测的问题。
[0014]本发明的目的在于提供一种电动机的驱动控制装置，其能够与逆变器装置的调制方式无关地，至少在电动机的运转过程中正确地检测包括从逆变器装置的开关元件到电动机的绕组的输出线上的异常。
[0015]本发明的特征在于基于基于逆变器装置的PWM脉冲模式的阶梯状地变化的电动机的实际的中性点电压、和基于逆变器装置的PWM模式决定的额定的中性点电压，来判定输出线的异常。
[0016]根据本发明，能够根据由符合调制波的PWM脉冲模式(输出电压矢量)决定的额定中性点电压和由PWM脉冲模式决定的实际的中性点电压来判定输出线的对地短路、对电源短路，所以能够进行符合中性点电压波形的可靠性高的异常检测。此外，能够进行不依赖于逆变器输出频率的稳定的异常检测。
【专利附图】
【附图说明】
[0017]图1是表示本发明的一个实施例的电动机的驱动控制装置的结构的结构图。
[0018]图2是表示图1所示的驱动控制装置的逆变器输出的输出电压矢量图。
[0019]图3是表示用于对图1所示的驱动控制装置的与U相相关的检测动作进行说明的波形的波形图。
[0020]图4是表示图1所示的驱动控制装置的异常判定器实施异常判定的控制流程的流程图。
[0021]图5是表示用于对图1所示的驱动控制装置中改变了调制率时的与U相相关的检测动作进行说明的波形的波 形图。
[0022]图6是表示用于对图1所示的驱动控制装置中改变了调制率时的与U相相关的检测动作进行说明的波形的波形图。
[0023]图7是表示用于对图1所示的驱动控制装置中改变了调制率时的与U相相关的检测动作进行说明的波形的波形图。
[0024]图8是表示本发明的一个实施例的电动机的驱动控制装置的结构的结构图。
[0025]图9是表示用于对图8所示的驱动控制装置中与U相相关的检测动作进行说明的波形的波形图。
[0026]图10是应用有本发明的一个实施例的电动机的驱动控制装置的电动助力转向装置的结构图。
[0027]图11是应用有本发明的一个实施例的电动机的驱动控制装置的混合动力车系统的结构图。
[0028]图12是应用有本发明的一个实施例的电动机的驱动控制装置的电动泵系统的结构图。
[0029]附图标记说明
[0030]50……串联电路，42、62……开关元件，56、66……二极管，100……逆变器装置，120……中性点电压检测电路，110……逆变器电路，210……电流控制器，220……PWM生成器，230……异常判定器，300……电动机。【具体实施方式】
[0031]以下，使用附图详细说明本发明的一个实施例的电动机的驱动控制装置。
[0032]【实施例1】
[0033]图1表不本发明的第一方式，作为一个例子,表不用于电动助力转向装置的电动机的控制驱动装置的结构。
[0034]在图1中，表示电动助力转向装置500的驱动控制信号生成部100 (以下也称为逆变器装置)监视电动机的中性点电压，进行包括逆变器装置的开关元件到电动机的绕组的输出线的异常的检测，在此为发生对地短路的情况下的检测的实施例。其中，在该例中表示有电力转换装置和电动机，省略了构成转向装置的其它的机构部件。
[0035]电动助力转向装置500具有电动机300和逆变器装置100，逆变器装置100具有电流控制器210、PWM生成器220、逆变器电路110、中性点电压检测电路120、异常判定器230。异常判定器230以输出线上发生异常时产生异常信号并进行使灯点亮等通知的方式动作。
[0036]蓄电池电源VB为逆变器装置100的直流电压源，蓄电池电源VB的直流电压Vdc被逆变器装置100的逆变器电路110转换为可变电压、可变频率的三相交流并对电动机300施加。
[0037]电动机300为通过三相交流电力的供给而旋转驱动的三相电动机，该三相电动机300也可以为永磁铁电动机、感应电动机或SR电动机。
[0038]逆变器装置100具有用于控制电动机300的旋转输出的电流控制功能，根据逆变器装置100的负侧直流母线中设置的电流检测器Rsh检测出的直流电流值Idc和PWM脉冲模式使用电流控制器210检测三相的电动机电流值(Iu、Iv、Iw)，以使与电流控制指令等控制指令的误差为“O”的方式生.成电压指令并对PWM生成器220输出。此外，电流控制器210也可以采用使用三相的电动机电流值和电动机的旋转位置Θ进行了 dq转换的电流检测值(Id、Iq)。
[0039]PWM生成器220根据与由电流控制器210生成的电压指令值(Vu*、Vv*、Vw*)相当的进行了脉冲宽度调制(PWM)的驱动信号PWM，对逆变器电路110的半导体开关元件进行接通/断开控制，调整输出电压。
[0040]接着，说明逆变器电路110的概要的结构。其中，以下使用绝缘栅型双极晶体管作为电力用半导体元件，简称为IGBT。
[0041]在逆变器电路110中，由作为上臂进行动作的IGBT52和二极管56以及作为下臂进行动作的IGBT62和二极管66，构成上下臂的串联电路50。逆变器电路110与要输出的交流电力的U相、V相、W相的三相对应地具备该串联电路50。
[0042]上述三相，在该实施方式中与电动机300的电枢绕组的三相的各相绕组对应。三相的各自的上下臂的串联电路50从串联电路的中间电极69输出交流电流。该中间电极69经由交流端子与电动机300的各相绕组电连接。包括从该中间电极69到绕组在内，以下称为输出线。
[0043]上臂的IGBT52的集电极经由正极端子与蓄电池电源VB的正极侧电连接，此外，下臂的IGBT62的发射极经由负极端子与蓄电池电源VB的负极侧电连接。
[0044]从而，逆变器电路110的上下臂的IGBT52、62通过由PWM生成器220控制的接通/断开信号(PWM信号)驱动控制，作为结果使电动机300旋转驱动。
[0045]以上为逆变器电路110的概要的结构，由于该结构众所周知，省略除此以外的说明。
[0046]此外，在控制电动机300的转速的情况下，以使电动机的转速ωΓ与来自上级控制器的速度指令一致的方式生成电压指令或电流指令进行反馈控制即可。
[0047]接着，对于作为本发明的特征的中性点电压检测电路120和异常判定器230进行说明。中性点电压检测电路120检测逆变器电路110的三相的输出电压，生成虚拟中性点电压并且使检测电压分压，检测平均中性点电压值Vn。
[0048]具体而言，在各相的输出线、在此为中间电极与电动机300的绕组之间连接电阻Ru、Rv、Rw，使这些电阻通过电阻Rn降低为接地点位。从而，能够通过电阻Rn的分压电压检测各相的平均的中性点电压。
[0049]该实施例中为电动助力转向装置，所以蓄电池电源VB为12V，是较低的，因此直接将电阻Ru、Rv, Rw与各相的输出线连接，但在混合动力车这样用较高的电压驱动车轮驱动用电动机的情况下，优选用霍尔元件等间接地进行电流-电压转换来检测中性点电压。
[0050]在此，中性点电压检测电路120的平均中性点电压值Vn被规格化为使用异常判定器230能够处理的电压电平。例如，在对平均中性点电压值Vn进行数字处理的情况下，对以成为A/D转换器的输入电平即O?5V的电平的方式进行了分压的电压信号修正并使用。在此，平均中性点电压值Vn也可以应用通过运算放大器放大且进行了阻抗转换的电压。[0051 ] 异常判定器230·具备根据由中性点电压检测电路120检测出的平均中性点电压值Vn相对于表示额定或按照设计的平均中性点电压值VN (以下称为额定平均中性点电压值VN)的阈值偏离怎样的程度而检测输出线的异常的功能。
[0052]该表示额定平均中性点电压值VN的阈值根据由PWM生成器210决定的PWM模式而调整，具体而言，对蓄电池电源VB的电压Vdc根据PWM模式调整求出阈值。例如，对于蓄电池电源VB的电压Vdc根据PWM模式乘以1、2/3和1/3用作阈值。本实施例中基于逆变器的输出电压矢量调整该阈值。
[0053]接着，使用图2说明表示第一实施方式中的来自逆变器电路110的输出的输出电压矢量，使用图3说明第一实施方式的输出线的异常检测动作。
[0054]图2所示的逆变器电路110的输出电压矢量，当逆变器的上臂元件52为接通时表示为1，当下臂元件62为接通时表示为0，按U相、V相、W相的顺序表示PWM脉冲模式。逆变器电路110的输出电压矢量从VO矢量至V7矢量地变化，零矢量为VO (0，0，0)和V7 (I,I，I)两个。
[0055]本实施例基于由PWM脉冲模式决定的输出电压矢量决定上述阈值。即，使用由V7矢量决定的电压，由V2矢量、V4矢量、V6矢量决定的电压，由Vl矢量、V3矢量、V5矢量决定的电压，由VO矢量决定的电压，作为用于阈值的设定的电平。
[0056]S卩，由于电动机的运转过程中出现的平均中性点电压值Vn是与PWM脉冲模式同步的阶梯状地变化的电压，因此如果对该平均中性点电压值Vn与额定平均中性点电压值VN进行比较，则能够判定是正常的，还是发生了异常。
[0057]在逆变器电路110的输出电压矢量取V2矢量、V4矢量、V6矢量的情况下，逆变器电路110的三相内的两相的输出电压为蓄电池电源VB的直流电压Vdc，剩余的一相为O伏特，该情况下的额定平均中性点电压值VN为VN=Vdc X 2/3。
[0058]此外，在逆变器电路110的输出电压矢量取Vl矢量、V3矢量、V5矢量的情况下，逆变器电路110的三相内的一相的输出电压为蓄电池电源VB的直流电压Vdc，剩余的两相为O伏特，该情况下的额定平均中性点电压值VN为VN=Vdc X 1/3。
[0059]而且，在逆变器电路的输出电压矢量为VO矢量的情况下，三相的输出电压全部为O伏特，因此额定平均中性点电压值VN为VN=O。
[0060]同样，在逆变器电路的输出电压为V7矢量的情况下，三相的输出电压全部为直流电压Vdc，所以额定平均中性点电压值VN为VN=Vdc。
[0061]在图3中，(a)表示作为三相电压指令值的逆变器的调制波(电压指令值)U*、V*、W*，调制率为1.0。另外，一并表示了作为载波的三角波的PWM载波Carry。
[0062]此外，(b)为在O (零)相电压值下在调制波U*、V*、W*中叠加的电压波形，在正弦波调制下，O (零)相电压为Vdc/2伏特。
[0063]此外，(C)为U相上臂PWM信号，是驱动逆变器电路110的上臂的开关元件IGBT52的信号。U相上臂PWM信号的互补信号(反转信号)为U相下臂PWM信号。而且，U相上臂PWM信号为高电平Vgate时，U相上臂的开关元件IGBT52接通，逆变器电路的输出电压为Vdc，相反，U相上臂PWM信号为低电平“O”时，U相下臂的开关元件IGBT62接通，逆变器输出电压为O伏特。
[0064]进而，(d)表示与PWM载波Carry同步的平均中性点电压值Vn的变化，按VO矢量至V7矢量的顺序表示电动机300的中性点N的电压值。其为逆变器电路110的三相各相的输出电压Vu、Vv、Vw的平均合成电压值，如以下式(I)所示。其与由中性点电压检测电路120检测的平均中性点电压值Vn等价。
[0065]Vn= (Vu+Vv+Vw) / 3......(I)
[0066]从而，可以认为该平均中性点电压值Vn是由上述中性点电压检测电路120检测出的，该平均中性点电压值Vn是与PWM脉冲模式同步的阶梯状地变化的电压。
[0067]在此，考虑逆变器装置的输出线上三相内的某一相发生对地短路的情况时，发生对地短路的一相的输出电压大致取作为接地电压的O伏特附近的值。这是由于实际的对地短路中存在对地短路电阻值，不会完全降至O伏特。而且，此时的PWM脉冲模式为V7矢量时，额定平均中性点电压值VN为作为蓄电池电源VB的Vdc即VN=Vdc,与此相对，发生对地短路的一相的电压消除了，因此检测出的平均中性点电压值Vn为Vn=Vdc X 2/3。即，发生对地短路的一相的VdcX 1/3被扣除。
[0068]另外，PWM脉冲模式为Vl矢量、V3矢量、V5矢量时，额定平均中性点电压值VN为VN=VdcX 1/3，与此相对，由于发生对地短路的某一相的电压消除了，因此在Vl矢量、V3矢量、V5矢量中的某一个检测出的平均中性点电压值Vn减小Vdc X 1/3。
[0069]同样，PWM脉冲模式为V2矢量、V4矢量、V6矢量时，额定平均中性点电压值VN为VN=VdcX2/3，与此相对，由于发生对地短路的某一相的电压消除了，因此在V2矢量、V4矢量、V6矢量中的某一个检测出的平均中性点电压值Vn减小VdcX 1/3。
[0070]其中，在VO矢量下三相的输出电压全部为O伏特，所以在VO矢量下发生对地短路的情况不作为对象。
[0071]接着，考虑逆变器装置的输出线上三相内的某一相与蓄电池电位连接(即发生对电源短路(power supply fault))的情况时,发生对电源短路的一相的输出电压为蓄电池电源即Vdc。此时的PWM脉冲模式为VO矢量时，三相的输出电压全部为O伏特，因此额定平均中性点电压值VN为VN=0，与此相对，由于发生对电源短路的一相的电压成为Vdc，因此检测出的平均中性点电压值Vn为Vn=VdcXl/3。即，加上了发生对电源短路的一相的VdcX 1/3 ο
[0072]此外，PWM脉冲模式为Vl矢量、V3矢量、V5矢量时，额定平均中性点电压值VN为VN=VdcX 1/3,与此相对，由于发生对电源短路的某一相的电压成为Vdc，因此在Vl矢量、V3矢量、V5矢量中的某一个检测出的平均中性点电压值Vn增大VdcX 1/3。
[0073]同样，PWM脉冲模式为V2矢量、V4矢量、V6矢量时，额定平均中性点电压值VN为VN=VdcX 2/3，与此相对，由于发生对电源短路的某一相的电压成为Vdc，因此在V2矢量、V4矢量、V6矢量中的某一个检测出的平均中性点电压值Vn增大Vdc X 1/3。
[0074]其中，在V7矢量下三相的输出电压全部为Vdc，因此在V7矢量下发生对电源短路的情况不作为对象。
[0075]根据这样的观点，本实施例的异常判定器230检测对地短路和对电源短路等输出线上的异常。
[0076]图4表示了异常判定器230进行异常判定的控制流程，以下对其进行说明。该控制流程由计算机执行，按规定的时间间隔启动并进行以下的运算来执行异常判定。
[0077]按规定的时间间隔启动时，在步骤40 (以下将步骤记载为“S”)检测当前的PWM脉冲模式。PWM脉冲模式如上所述能够由载波即PWM载波Carry检测，由此能够选择使额定平均中性点电压值VN为哪个阈值。
[0078]检测出PWM脉冲模式时，前进至S41，为了求出与该PWM脉冲模式对应的额定平均中性点电压值VN，对各相的电压进行运算。在该情况下，对电源电压Vdc乘以基于PWM脉冲模式的各相的电压系数而求出。
[0079]例如，V7矢量下三相的电压系数均为1/3，V2矢量、V4矢量、V6矢量下两相的电压系数为1/3，剩余一相为0，Vl矢量、V3矢量、V5矢量下一相的电压系数为1/3，其余两相为0，VO矢量下三相的电压系数均为O。
[0080]在S41对于PWM脉冲模式求出各相的电压后，接着前进至S42，对额定平均中性点电压值VN进行运算。该运算将与PWM脉冲模式对应的各相的电压相加求出，使用VN=Vu+Vv+Vw的算术表达式求得。
[0081]该额定平均中性点电压值VN，在图3的(d)中在VO矢量下为O伏特，在V2矢量、V4矢量、V6矢量下为VdcX 1/3伏特，在Vl矢量、V3矢量、V5矢量下为VdcX 1/3伏特，在V7矢量下为Vdc伏特。将其作为与PWM模式对应的阈值在以下的运算中使用。
[0082]接着，前进至S43从中性点电压检测电路120导入对应的PWM脉冲模式的实际的平均中性点电压值Vn并存储。基于该实际的平均中性点电压值Vn和S42中运算的额定平均中性点电压值VN进行异常判定。
[0083]该异常判定在S44中进行，但该S44中计算S42运算的额定平均中性点电压值VN与实际的平均中性点电压值Vn的差值，该差值小于规定值时视为正常，差值大于规定值时视为异常。
[0084]S卩，差小于规定值时，判断额定平均中性点电压值VN与实际的平均中性点电压值Vn大致一致，进行了正常的动作，差值大于规定值时，判断实际的平均中性点电压值Vn相对于额定平均中性点电压值VN变动，进行了异常的动作。其中，如果在差值计算中求出带“ + ”或的差值，则能够细分此时的PWM脉冲模式下的对地短路或对电源短路。
[0085]在此，作为差的规定的电位差由要检测的电阻水平设定，例如短路电阻值为大约
OΩ时设定为大约Vdc/3，与电动机的绕组电阻值同等时设定为大约Vdc/6。
[0086]而且，如果在S44判断为正常，则前进至S45最终进行正常判定，离开该控制流程。
[0087]另一方面，如果在S44判断为异常，则前进至S46最终进行异常判定，之后前进至S47执行灯点亮等通知处理，离开该控制流程。
[0088]其中，本实施例中在S42进行运算求出用于异常判定的额定平均中性点电压值VN，但也可以如图3 (d)所示，预先在固定存储器中存储第一异常判定电平V1、第二异常判定电平V2、第三异常判定电平V3，按照PWM脉冲模式选择这些判定电平，根据对应的PWM脉冲模式时的实际的平均中性点电压值Vn进行异常判定。
[0089]该方法也可以与图4所示的方法同样地实行。要点是将额定平均中性点电压值VN置换为异常判定电平Vl至异常判定电平V3。
[0090]在该异常判定电平的设定中，以要检测的短路电阻值为基准设定即可，优选设定为Vdc/6、Vdc/2、Vdc X 5/6，这时能够使判定逻辑的结构简化。
[0091]此外，优选按PWM载波周期的1/2周期如图3 (d)的S1、S2、S3、S4……所示在VO矢量和V7矢量的时刻检测中性点电压值Vn进行异常判定。
[0092]进而，仅进行对地短路的检测的情况下也可以仅在V7矢量的时刻进行异常判定。进而，也可以按PWM载波 周期的1/2周期的整数倍周期进行异常判定。
[0093]接着，使用图5对表示第一实施方式的检测动作的其它波形图进行说明。与图3的不同点在于，Ca)的三相电压指令值即调制波(电压指令值)U*、V*、W*为含有三次谐波的波形，调制率增加至1.15。其结果为，(b)的O (零)相电压成为含有三次谐波的波形，Cd)的中性点电压波形中叠加有(b)的O (零)相电压。其中，(c)为U相上臂PWM信号，其进行与图3的例子相同的动作。
[0094]这样的含有三次谐波的调制波，也能够进行与图3、图4所示的实施例相同的动作。
[0095]如后所述，含有三次谐波的调制信号中，与逆变器输出频率同步的电压变动在电动机的中性点电压中叠加，但能够如(d)所示按VO矢量至V7矢量的顺序对电动机300的中性点的平均中性点电压值Vn与额定平均中性点电压值VN进行比较。
[0096]另外，也能够选择第一异常判定电平V1、第二异常判定电平V2、第三异常判定电平V3的判定电平，根据对应的PWM脉冲模式时的实际的平均中性点电压值Vn进行异常判定。
[0097]进而，使用图6对表示第一实施方式的检测动作的其它波形图进行说明。与图3的不同点在于，Ca)的三相电压指令值即逆变器的调制波(电压指令值)诉、作、1*为两相调制的波形，调制率增加至1.15。另外，由此能够减少逆变器的开关次数，所以能够实现逆变器的高效率化。(b)的O (零)相电压是以60度区间为Vmax的波形，(d)的中性点电压波形中叠加了(b)的O (零)相电压。
[0098]即使为这样的两相调制的调制波，也能够进行与图3、图4所示的实施例相同的动作。
[0099]如后所述，在两相调制的调制信号中，与逆变器输出频率同步的电压变动在电动机的中性点电压中叠加,但能够如(d)所示按VO矢量至V7矢量的顺序对电动机300的中性点的平均中性点电压值Vn与额定平均中性点电压值VN进行比较。
[0100]此外，选择第一异常判定电平V1、第二异常判定电平V2、第三异常判定电平V3的判定电平，与对应的PWM脉冲模式时的实际的平均中性点电压值Vn进行比较的情况下，由于如图6 (d)所示，S1、S3所示的VdcX 1/3以下的输出和S2、S4所示的VdcX2/3以上的输出按规定的数量反复，对它们进行识别、判断并选择异常判定电平Vl和第三异常判定电平V3即可。
[0101]进而，使用图7对于表示第一实施方式的检测动作的其它波形图进行说明。与图3的不同点在于，Ca)的三相电压指令值即逆变器的调制波(电压指令值)U*、V*、W*为180度的方波，调制率增加至1.27。另外，由此能够减少逆变器的开关次数，所以与图6相比能够使逆变器高效率化。在此，未图示(b)的O (零)相电压波形和(c)的U相上臂PWM信号。Cd)的中性点电压波形为60度周期的方波。
[0102]即使为这样的180度的方波的调制波，也能够进行与图3、图4所示的实施例相同的动作。
[0103]如后所述，在180度的方波的调制信号中，与逆变器输出频率同步的电压变动在电动机的中性点电压中叠加，但能够如(d)所示按VO矢量至V7矢量的顺序对电动机300的中性点的平均中性点电压值Vn与额定平均中性点电压值VN进行比较。
[0104]在该情况下，也选择第一异常判定电平V1、第二异常判定电平V2、第三异常判定电平V3的判定电平，与对应的PWM脉冲模式时的实际的平均中性点电压值Vn进行比较的情况下，由于如图7 (d)所示没有出现S1、S3所示的VdcX 1/3以下的输出和S2、S4所示的Vdc X 2/3以上的输出，因 此不使用异常判定电平Vl和第三异常判定电平V3，能够使用第二异常判定电平V2进行异常判定。
[0105]如以上所说明，在本实施例中，能够在由符合调制波的PWM脉冲模式(输出电压矢量)决定的额定中性点电压值VN与由PWM脉冲模式决定的实际的中性点电压值Vn的差值为规定值以上时，判定对地短路、对电源短路的异常，因此能够进行符合中性点电压波形的可靠性较高的异常检测。此外，能够进行不依赖于逆变器输出频率的稳定的异常检测。
[0106]【实施例2】
[0107]接着，基于图8说明本发明的第二实施方式。在图8中，与第一实施方式的不同点在于，中性点检测电路121按三相的各相检测电压(Vnl、Vn2、Vn3)，和电流控制器210检测电动机的两相电流(Iu、Iw)。除此以外与第一实施方式相同。
[0108]特别是，中性点检测电路121如图8所示，在各输出线与接地之间分别设置电阻Ru 1、Rv 1、Rw I，和与其串联连接的电阻Ru2、Rv2、Rw2，导入这些电阻的中间电压，检测U相的电压Vnl、V相的电压Vn2、W相的电压Vn3。作为一个例子，图9表不作为U相的检测信号的U相输出信号Vnl，V相、W相也相同。
[0109]然后，通过异常判定器231使用以下式(2)运算实际的平均中性点电压值Vn进行检测。
[0110]Vn= (Vnl+Vn2+Vn3)/3......(2)[0111]通过该运算得到的实际的平均中性点电压值Vn被置换为图4所示的S43，在之后的S44中进行平均中性点电压值Vn与额定平均中性点电压值VN的比较，判定异常的检测。
[0112]另外，如果如S1、S2、S3、S4……所示在VO矢量、V7矢量的时刻检测实际的平均中性点电压值Vn，则当逆变器大输出时也能够在PWM脉冲宽度较宽的状态下进行采样，能够实现更正确的异常状态的检测。另外，在使用检测两相电流(Iu、Iw)的电流检测器210的情况下，当然也能够进行对地短路的异常检测。
[0113]这样，在本实施例中，也能够在由符合调制波的PWM脉冲模式(输出电压矢量)决定的额定中性点电压值VN与由PWM脉冲模式决定的实际的中性点电压值Vn的差值为规定值以上时，判定对地短路、对电源短路的异常，因此能够进行符合中性点电压波形的可靠性较高的异常检测。另外，能够进行不依赖于逆变器输出频率的稳定的异常检测。
[0114]接着，使用图10对于应用了本发明的实施方式的电动机的驱动控制装置的电动助力转向装置的结构进行说明。
[0115]构成电动助力转向装置的电动致动器，如图10所示由转矩传递机构902和电动机装置501 (电动机300和逆变器装置100)构成。
[0116]电动助力转向装置包括电动致动器、方向盘(转向)900、转向检测器901和操作量指令器903，具有驾驶员操作的方向盘900的操作力使用电动致动器进行转矩助力的结构。
[0117]电动致动器的转矩指令τ *为方向盘900的转向助力转矩指令(由操作量指令器903生成)，使用电动致动器的输出减轻驾驶员的转向力。电动机装置501接受转矩指令τ*作为输入指令，以根据电动机300的转矩常数和转矩指令τ *追踪转矩指令值的方式控制电动机电流。
[0118]从与电动机300的转子直接连结的输出轴输出的电动机输出τηι通过蜗杆、蜗轮和行星齿轮等减速机构或使用油.压机构的转矩传递机构902，对转向装置的齿条910传递转矩，利用电动力使驾驶员的方向盘900的转向力(操作力)减轻(助力)，操作车轮920、921的转向角。
[0119]该助力量，由安装于转向轴的检测转向状态的转向检测器901检测转向角和转向转矩作为操作量，考虑车辆速度、路面状态等状态量由操作量指令器903决定作为转矩指令τ
[0120]应用了本发明的电动机装置501，具有在电动机急加减速时也能够检测对地短路检测等的电动机异常，提高安全性的优点。
[0121]接着，使用图11，对于应用了作为本发明的实施方式的电动机的驱动控制装置的混合动力车系统的结构进行说明。
[0122]如图11所示，混合动力车系统具有将电动机300应用为电动机/发电机的动力传动系统。
[0123]在图11所示的汽车中，参照编号600为车体，在车体600的前部可旋转地轴支承有前轮车轴601，在前轮车轴601的两端设置有前轮602、603。在车体600的后部可旋转地轴支承有后轮车轴604，在后轮车轴604的两端设置有后轮605、606。
[0124]在前轮车轴601的中央部，设置有作为动力分配机构的差动齿轮611，将从发动机610通过变速器612传递的旋转驱动力对左右的前轮车轴601分配。
[0125]关于发动机610与电动机300,设置于发动机610的曲轴的滑轮610a与设置于电动机300的旋转轴的滑轮300a通过皮带630机械连结。
[0126]由此，电动机300的旋转驱动力能够传递至发动机610,发动机610的旋转驱动力能够传递至电动机300。电动机300通过对定子的定子线圈供给由电动机驱动装置100控制的三相交流电力，使转子旋转，产生与三相交流电力相应的旋转驱动力。
[0127]S卩，电动机300被逆变器装置100控制作为电动机动作，另一方面，通过接受发动机610的旋转驱动力使转子旋转，在定子的定子线圈中感应生成电动势，作为产生三相交流电力的发电机动作。
[0128]电动机装置501是将从作为高电压(42V或300V)电源的高压蓄电池622供给的直流电力转换为三相交流电力的电力转换装置，根据运转指令值由逆变器装置100控制与转子的磁极位置相应的流过电动机300的定子线圈的三相交流电流。
[0129]由电动机300发电的三相交流电力，通过逆变器装置100被转换为直流电力并对高压蓄电池622充电。高压蓄电池622通过DC-DC转换器624与低压蓄电池623电连接。低压蓄电池623构成汽车的低电压(14V)电源，用于使发动机610初始起动(冷起动)的起动器625、广播、照明等的电源。
[0130]车辆处于等待信号灯等停车时(怠速停止模式)时，使发动机610停止，再次出发时使发动机610重新起动(热起动)时，用电动机驱动装置100驱动同步电动机620，使发动机610重新起动。
[0131]其中，在怠速停止模式下，高压蓄电池622的充电量不足的情况和发动机610没有充分预热等情况下，不使发动机610停止而是继续驱动。另外，在怠速停止模式下，需要确保空调的压缩机等以发动机610为驱动源的辅助机器类的驱动源。在该情况下，驱动同步电动机620对辅助机器类驱动。
[0132]处于加速模式、高负载运转模式时，也驱动电动机300对发动机610的驱动进行助力。相反，处于高压蓄电池622需要充电的充电模式时,通过发动机610使电动机300发电并对高压蓄电池622充电。即，进行车辆的制动时、减速时等的再生模式。
[0133]在这样的车辆用的电动机装置中，由于电动机发生对电源短路的情况下会施加高压的电压而较为危险，能够迅速地在服务站进行维护，具有能够提供可靠性较高的车辆的优点。
[0134]在上述实施方式中，说明了将本发明的电动机装置500应用于混合动力车系统的情况，而在电动车中也能够获得相同的效果。
[0135]接着，使用图12对应用了本发明的实施方式的电动机的驱动控制装置的电动泵系统进行说明。
[0136]图12是在汽车的怠速停止中被驱动的电动油压泵系统，其不仅在怠速停止时使用，也在混合动力车这样发动机完全停止的汽车中用于确保对变速器、离合器、制动器等的油压。
[0137]在图12中，发动机停止时由构成电动泵部23的电动泵24控制油压回路50的油压。电动泵24由逆变器装置100驱动，逆变器装置100由指令发生器IG控制。
[0138]油压回路50由以发动机610为动力被驱动的机械泵52、贮藏油的罐53、防止从机械泵52向电动泵24的逆流的止回阀54、安全阀55等构成，该结构是公知的结构。
[0139]因输出线的异常导致电动泵24没有喷出压强或喷出压强不足时，在机械泵的油压上升之前，怠速停止结束时对变速器和离合器压强不足，车辆发动变慢，或发生起动振动。
[0140]在发生这样的问题之前检测输出线的异常并通知异常是重要的。如果采用本发明的电动机的驱动控制装置，则能够可靠地检测输出线的异常，因此能够实现对于异常较早地对应。
[0141]如以上所说明，根据本发明，由于能够在由符合调制波的PWM脉冲模式(输出电压矢量)决定的额定中性点电压值VN与由PWM脉冲模式决定的实际的中性点电压值Vn的差值为规定值以上时，判定输出线上的异常，因此能够进行符合中性点电压波形的可靠性较高的异常检测。此外，能够进行不依赖于逆变器输出频率的稳定的异常检测。
[0142]此外，本发明不限于上述实施方式，能够在不脱离本发明的主旨的范围内进行各种变更。
【权利要求】
1.一种电动机的驱动控制装置，其具有:控制对电动机供给的电力而对电动机进行驱动控制的逆变器装置；和对所述电动机供给来自所述逆变器装置的输出的包括所述电动机的绕组的输出线，所述电动机的驱动控制装置的特征在于，包括: 中性点电压检测单元，其检测基于所述逆变器装置的PWM脉冲模式阶梯状地变化的所述电动机的实际的中性点电压；额定中性点电压设定单元，其设定基于所述逆变器装置的PWM模式决定的额定的中性点电压；和异常判定单元，其基于由所述中性点电压检测单元检测出的中性点电压值和由所述额定中性点电压设定单元设定的额定中性点电压值，判定所述输出线的异常。
2.如权利要求1所述的电动机的驱动控制装置，其特征在于: 所述电动机是具备U相、V相和W相的绕组的三相电动机，所述逆变器装置具备对所述U相、V相和W相的绕组供给交流电力的逆变器电路。
3.如权利要求2所述的电动机的驱动控制装置，其特征在于: 所述异常判定单元求出由所述中性点电压检测单元检测出的实际的中性点电压和由额定中性点电压设定单元设定的额定的中性点电压值的差值，如果该差值为规定值以上的差值，则判断所述输出线发生异常。
4.如权利要求2所述的电动机的驱动控制装置，其特征在于: 所述额定中性点电压设定单元，对蓄电池电源电压乘以由PWM模式决定的规定的系数求出各相的电压，将所求出的各相的电压相加求得所述额定中性点电压。
5.如权利要求2所述的电动机的驱动控制装置，其特征在于: 所述中性点电压检测单元以将在逆变器电路与所述电动机的绕组之间的输出线途中检测出的各相的电压相加而得到的电压作为所述实际的中性点电压。
6.如权利要求3所述的电动机的驱动控制装置，其特征在于: 所述异常判定单元在所述逆变器电路的输出电压矢量为VO矢量时至少一相成为蓄电池电源电压时判断为对电源短路状态。
7.如权利要求3所述的电动机的驱动控制装置，其特征在于: 所述异常判定单元在所述逆变器电路的输出电压矢量为V7矢量时至少一相成为大致接地电压时判断为对地短路状态，其中，接地电压为O伏特。
8.如权利要求2所述的电动机的驱动控制装置，其特征在于: 所述额定中性点电压设定单元，从预先存储于固定存储器中的多个异常判定电平中根据所述PWM脉冲模式选择一个所述异常判定电平来求出所述额定中性点电压。
9.如权利要求8所述的电动机的驱动控制装置，其特征在于: 所述判定电平被设定为第一异常判定电平V1、第二异常判定电平V2、第三异常判定电平V3，根据所述PWM脉冲模式选择上述一个异常判定电平来求出所述额定中性点电压。
10.如权利要求2所述的电动机的驱动控制装置，其特征在于: 所述异常判定单元利用微型计算机的运算功能进行异常判定，所述运算功能至少包括:求出由所述中性点电压检测单元检测出的实际的中性点电压与由额定中性点电压设定单元设定的额定的中性点电压的差值的步骤；和当该差值为规定值以上的差值时判断为所述输出线发生异常的步骤。
【文档编号】H02P27/08GK103427762SQ201310198790
【公开日】2013年12月4日 申请日期:2013年5月24日 优先权日:2012年5月25日
【发明者】安岛俊幸, 金泽拓朗, 青柳宏, 加藤和, 坂下登美夫, 吉武敦 申请人:日立汽车系统株式会社