开关电源装置制造方法
开关电源装置制造方法
【专利摘要】本发明提供一种开关电源装置。能够避免发生逆流电流流至同步整流开关的状态所导致的不良，并且减少同步整流开关中的损耗，实现高效率化。在二次侧控制电路中设置有：生成预定电位的基准电压的基准电压电路；监视同步整流用开关元件的端子电压来检测该元件的导通定时的导通定时检测电路；根据导通定时被启动，对预定时间进行计时的计时器电路。在计数器电路进行计时动作的期间，将在基准电压上相加预定的偏置电压而得的电压作为阈值电压供给截止定时检测电路，在计时器电路停止计时动作的期间，将通过基准电压电路生成的基准电压作为阈值电压供给截止定时检测电路。
【专利说明】开关电源装置
【技术领域】
[0001]本发明涉及具备电力转换用的变压器的开关控制方式的电源装置，涉及例如在变压器的一次侧具有串联共振电路，在二次侧设置了同步整流开关的电流共振式开关单元装置中使用的有效的技术。
【背景技术】
[0002]以往，作为开关电源装置之一，有在变压器的一次侧使用了串联共振电路的电流共振式变换器。电流共振式变换器具备：具有与变压器一次侧线圈串联连接的共振电感器和共振电容器的串联共振电路；控制从直流电压输入端子向串联共振电路流过的电流的一对开关元件。通过以共振频率附近的频率交替地控制该开关元件导通、截止，使变压器一次侧线圈中流过正弦波状的电流。并且，通过二极管对变压器二次侧线圈中感应的电流进行整流，并通过电容器滤波后输出，因此公知为高效率、低噪声的开关电源装置。
[0003]但是，在二次侧电路中使用了整流用二极管的电流共振式变换器中，整流用二极管中的损耗大，成为效率变低的原因。因此，例如有如在专利文献I中所记载那样的技术：代替二次侧电路的整流用二极管而设置了同步整流用开关元件（MOSFET)，并且通过二次侧控制电路检测二次侧开关元件的端子电压，与一次侧电路开关元件的导通定时同步地对二次侧开关元件进行导通控制，由此减少整流元件中的损耗，实现高效率化。
[0004]现有技术文献
[0005]专利文献
[0006]专利文献I :日本特开2010-161917号公报
【发明内容】
[0007]发明要解决的课题
[0008]但是，在专利文献I中所记载的电流共振式开关电源装置中，为了进行防止二次侧的逆流电流的控制，而从相互电绝缘的一次侧电路向二次侧电路传送一次侧的开关控制信号。因此，存在如下课题：为了传送该信号而需要另设变压器（脉冲变压器）或光耦合器，因此部件个数增加，导致装置大型化或成本上升。
[0009]本发明人进行了如下研究：如图5所示，监视同步整流用MOSFET (绝缘栅型场效应晶体管，以下称为MOS晶体管）Qsl、Qs2的源-漏间电压来检测使Qsl、Qs2导通、截止的定时并控制，不需要从一次侧电路向二次侧电路传送控制信号，由此不需要变压器（脉冲变压器）或光耦合器。
[0010]使同步整流用MOSFET晶体管Qsl、Qs2导通、截止的定时是Qsl、Qs2的源-漏间电压逆转的点，为了对其进行检测而考虑设置对Qsl、Qs2的源-漏间电压和预定的基准电压(阈值电压）进行比较的比较器。
[0011]但是，在同步整流开关（Qsl、Qs2)中使用MOS晶体管的情况下，导通时被等价地视为LR串联电路，开关（Qsl、Qs2)的两端电压为依存于电流的电压波形。根据电源的方式，电流波形多种多样，检测出的电压波形也不同。
[0012]在图5所示的电路的情况下，在轻负载时在二次侧的同步整流用MOS晶体管Qsl、Qs2中流过图6(a)所示的波形的电流ID。并且，假设在流过该电流ID的期间，同步整流用MOS晶体管Qsl、Qs2始终导通时，该晶体管的源-漏间电压VDS为图6 (b)所示的波形。在此，在设定了通常负载时为了能够检测出最佳的截止定时而设定预定的截止阈值Vth_off,并通过比较器比较VDS和Vth_off来使晶体管Qsl、Qs2截止的情况下，在轻负载时，如图6所示，在toffl和tofT2两个地方存在截止定时。
[0013]因此，在该情况下，有时晶体管Qsl、Qs2往来于两个地方的截止定时，根据截止定时，晶体管Qsl、Qs2的电压降中出现差异，由此存在导致输出电压VOUT振荡的不良情形。另外，当在toffl截止时，残余电流（阴影部分）由MOS晶体管Qsl、Qs2中寄生的体二极管整流，也存在损耗增大而功率效率恶化的不良情形。另外，图6 (b)仅表示在同步整流用MOS晶体管Qsl、Qs2中流过正向电流（图中朝向线圈的电流）的期间的波形。实际上，在流过上述正向电流的期间以外，主开关元件S1、S2的导通、截止的状态切换，变压器10的极性反转，由此，在同步整流用MOS晶体管Qsl、Qs2的源极-漏极间产生逆向电压，但是，为了简化说明而省略了图示。
[0014]在图5的电源装置的二次侧电路中，为避免在图6的定时toffl将同步整流用MOS晶体管（同步整流开关）Qsl、Qs2截止，考虑了使同步整流开关的导通控制电路具有计时器，如图6(d)所示，在定时t0使计时器启动，在计时器工作的过程中屏蔽截止信号，由此无视toffl的截止信号的方法（保证最小导通时间Ton_min)。
[0015]但是，在这样的方法中，当一次侧的开关元件突然停止或者负载突然变轻，如图7(a)所示那样发生在同步整流开关（Qsl、Qs2)中流过逆流电流的状态的情况下，产生不良。
[0016]具体来说，当发生图7(a)那样的流过逆流电流的状态时，如图7(b)所示，Qsl、Qs2的源极-漏极电压VDS变化，如图7(c)所示，在tl，Qsl、Qs2的栅极截止信号VG_0FF向截止方向变化。然而，通过计时器的输出（d)屏蔽栅极截止信号时，尽管想在tl使Qsl、Qs2截止，如图7(e)所示,在经过最小导通时间Ton_min的t2之前，同步整流开关（Qsl、Qs2)都维持导通状态。因此，在逆流电流变大之前无法使同步整流开关截止，有可能导致同步整流开关或控制电路损坏。
[0017]本发明是在上述背景下提出的，其目的在于提供一种具备电力转换用的变压器的开关控制方式的电源装置，该电源装置不会导致装置的大型化和提高成本，并且也能够避免由于发生在二次侧的同步整流开关中流过逆流电流的状态而导致的不良，并且减少同步整流开关中的损耗，实现闻效率。
[0018]用于解决课题的手段
[0019]为了实现上述目的，本发明的开关电源装置具有：电力转换用变压器；以串联方式与该变压器的一次侧线圈连接的主开关元件；对该主开关元件进行导通、截止控制的一次侧控制电路；以串联方式与所述变压器的二次侧线圈连接的同步整流用开关元件；对该同步整流用开关元件进行导通、截止控制的二次侧控制电路，其中，
[0020]所述二次侧控制电路，具备：监视所述同步整流用开关元件的端子电压来检测该元件的导通定时的导通定时检测电路；比较所述同步整流用开关元件的端子电压和阈值电压来检测该元件的截止定时的截止定时检测电路，直到从所述同步整流用开关元件的导通时刻起经过预定期间为止，将在预定的基准电压上相加预定的偏置电压而得的电压作为所述阈值电压向所述截止定时检测电路供给，在经过所述预定期间后，直到所述同步整流用开关元件下次被导通为止，将所述基准电压作为所述阈值电压向所述截止定时检测电路供
5口 O
[0021]根据上述手段，即使在同步整流用开关元件导通后，同步整流用开关元件的端子电压立即超过用于检测截止定时的阈值电压，因为将在基准电压上相加预定的偏置电压而得的电压作为阈值电压而向截止定时检测电路供给，所以能够避免在导通后同步整流用开关元件立即截止，由此能够防止发生输出电压振动这样的不良。
[0022]此外，通过在同步整流用开关元件导通后立即截止，能够避免通过寄生二极管流过电流而发生损耗的情况，提闻功率效率。
[0023]进而，在使同步整流用MOS晶体管导通后，在预定期间的期间，即使将阈值电平切换为在基准电压上相加偏置电压而得的电压，在同步整流用MOS晶体管中流过比较大的逆流电流的情况下，因为同步整流用MOS晶体管的端子电压超过阈值电平，所以能够检测逆流状态，使同步整流用MOS晶体管截止。
[0024]另外，优先地，所述二次侧控制电路具备对应于所述同步整流用开关元件导通而被启动，对所述预定期间进行计时的计时器电路，所述计时器电路进行计时动作的期间，将在所述基准电压上相加预定的偏置电压而得的电压作为所述阈值电压向所述截止定时检测电路供给，在所述计时器电路停止计时动作的期间，将所述基准电压作为所述阈值电压向所述截止定时检测电路供给。
[0025]这样通过设置计时器电路，决定将在基准电压上相加预定的偏置电压而得到的电压作为阈值电压向截止定时检测电路供给的期间，能够比较容易地设定将在基准电压上相加偏置电压而得的电压作为阈值电压供给的期间。
[0026]进而，优选地，所述二次侧控制电路具备监视所述同步整流用开关元件的端子电压，检测开关频率的开关频率检测电路，所述计时器电路根据通过所述开关频率检测电路检测出的频率，该频率越高对越短的计时时间进行计时，频率越低对越长的计时时间进行计时。
[0027]这样，根据通过开关频率检测电路检测出的频率改变计时器电路进行计时动作的时间，即将在基准电压上相加偏置电压而得的电压作为阈值电压而供给的转换期间，由此，能够使阈值电压的转换期间最佳化，能够避免因开关频率的变动而产生误动作。
[0028]此外，优选地，所述二次侧控制电路具备用于判定负载状态的负载判定电路，在该负载判定电路判定为无负载状态的期间，不管所述计时器电路的动作状态而将所述基准电压作为所述阈值电压向所述截止定时检测电路供给。
[0029]由此，在无负载状态下，阈值电压未被转换，因此，在无负载时能够以较早的定时使同步整流用开关元件截止，能够防止在该开关元件中流过逆向电流而导致功率效率降低。
[0030]进而，优选地，在所述变压器的一次侧设置：具有与所述变压器的一次侧线圈以串联方式连接的共振电感器和共振电容器的串联共振电路；控制从直流电压输入端子流入所述串联共振电路的电流的一对主开关元件；以及交替地对该一对主开关元件进行导通、截止控制的一次侧控制电路。
[0031]所述变压器的二次侧电路具备所述同步整流用开关元件以及所述二次侧控制电路、检测输出电压来生成与输出电压对应的反馈信号的输出电压检测单元。
[0032]所述反馈信号被传送到所述一次侧控制电路，所述一次侧控制电路根据所述反馈信号改变开关频率。
[0033]在具有如上结构的电流共振式的开关电源装置中，在轻负载时，能够避免同步整流用开关元件在导通后，该开关元件的端子电压立即达到阈值电压而将开关元件截止，由此能够防止发生输出电压振动这样的不良。
[0034]发明效果
[0035]根据本发明，获得了如下效果，即在具备电力转换用的变压器的开关控制方式的电源装置中，不会导致装置大型化或成本上升，并且能够避免因发生二次侧的同步整流开关中流过逆流电流的状态而广生的不良，同时能够减少同步整流开关中的损耗，实现闻效率。
【专利附图】
【附图说明】
[0036]图I是表示应用了本发明的电流共振式开关电源装置的一个实施方式的电路结构图。
[0037]图2是表示实施方式的电流共振式开关电源装置中的通常动作时的二次侧的同步整流用开关元件（M0S晶体管）的漏极电流和源-漏间电压以及栅极截止信号的变化的情况的波形图。
[0038]图3是表示实施方式的电流共振式开关电源装置中的无负载时的二次侧的同步整流用开关元件（M0S晶体管）的漏极电流和源-漏间电压以及栅极截止信号的变化的情况的波形图。
[0039]图4是表示应用了本发明的有效的回扫型开关电源装置中的二次侧的同步整流用开关元件（M0S晶体管）的漏极电流和源-漏间电压以及栅极截止信号的变化的情况的波形图。
[0040]图5是表示现有的电流共振式开关电源装置的一个结构例的电路结构图。
[0041]图6是表示现有的电流共振式开关电源装置中的通常动作时的二次侧的同步整流用开关元件（M0S晶体管）的漏极电流和源-漏间电压以及栅极截止信号的变化的情况的波形图。
[0042]图7是表示现有的电流共振式开关电源装置中逆流电流发生时的二次侧的开关元件（M0S晶体管）的漏极电流和源-漏间电压以及栅极截止信号、计时器的输出信号、同步整流用开关元件的栅极导通信号的变化的情况的波形图。
[0043]图8是表示应用了本发明的回扫型开关电源装置的一个实施方式的电路结构图。
【具体实施方式】
[0044]以下，根据【专利附图】
【附图说明】本发明的优选实施方式。
[0045]图I是表示应用了本发明的电流共振式开关电源装置的一个实施方式。
[0046]该实施方式的开关电源装置作为电流共振式开关电源装置，具备电力转换用的变压器10，在该变压器10的一次侧设置半桥型的串联共振电路20，在二次侧设置了具有同步整流开关的全波整流电路30。
[0047]一次侧的串联共振电路20具备与变压器10的一次侧线圈Lp串联连接的共振电感器Lr以及共振电容器Cr。此外，串联共振电路20，在被施加来自未图示的直流电压源(包含将交流电压变换为直流电压的二极管桥电路）的直流电压的电压输入端子VIN和被施加接地电位这样的基准电位的端子GND之间，具备由以串联方式连接的N沟道MOS晶体管构成的主开关元件S1、S2。此外，串联共振电路20具备对该主开关元件S1、S2进行导通、截止控制的一次侧控制电路21，使S1、S2以共振频率附近的频率交替地导通、截止，由此使变压器10的一次侧线圈Lp中流过正弦波状的电流。
[0048]该实施例的串联共振电路20还具备接受来自二次侧电路（误差放大器33)的反馈信号的受光用的光电晶体管PT，一次侧控制电路21根据反馈信号改变主开关元件S1、S2的开关频率来应对负载的变动。
[0049]另一方面，二次侧的全波整流电路30具备：在变压器10的二次侧的第一线圈Lsl和输出端子0UT2之间连接的同步整流用MOS晶体管Qsl ;在二次侧的第二线圈Ls2和输出端子0UT2之间连接的同步整流用MOS晶体管Qs2 ;检测Qsl的源极-漏极电压来生成Qsl的导通、截止控制信号的二次侧第一控制电路31 ;以及检测Qs2的漏极电压（源极-漏极电压）来生成Qs2的导通、截止控制信号的二次侧第二控制电路32。
[0050]二次侧第一控制电路31和二次侧第二控制电路32分别互补地对同步整流用MOS晶体管Qsl、Qs2进行导通、截止控制。即进行如下控制：在一次侧控制电路21的开关控制的一周期的前半或者后半，二次侧第一控制电路31使同步整流用MOS晶体管Qsl导通，在一周期的后半或者前半，二次侧第二控制电路32使同步整流用MOS晶体管Qs2导通。
[0051]此外，二次侧的全波整流电路30具备：连接在输出端子0UT1-0UT2之间，使输出电压VOUT稳定的滤波电容器CO ;检测输出电压νουτ，使反馈用光电二极管ro中流过与输出电压VOUT的电位对应的电流的误差放大器33。输出端子OUTl连接在变压器10的二次侧线圈的中点（第一线圈Lsl和第二线圈Ls2的连接节点Ne)。
[0052]接着，说明二次侧第二控制电路32的细节。另外，二次侧第一控制电路31与二次侧第二控制电路32具有相同结构，进行相同的动作（定时相差半个周期），因此，关于二次侧第一控制电路31省略图示以及说明。
[0053]如图I所示，本实施例的二次侧第二控制电路32具备：监视同步整流用MOS晶体管Qs2的漏极电压，检测Qs2的导通定时的由比较器等构成的导通定时检测电路321 ;监视Qs2的漏极电压，检测开关频率的开关频率检测电路322 ;以及在Qs2的导通定时被启动，对预定时间进行计时的计时器电路323。
[0054]上述计数器电路323通过来自开关频率检测电路322的信号，根据检测出的频率来改变计时时间。具体来说，频率越低即周期越长计时时间越长，频率越高计时时间越短。计时器电路323可以是模拟电路也可以是数字电路。开关频率检测电路322监视同步整流用MOS晶体管Qs2的漏极电压，因此，除了开关频率外还能够检测Qs2被导通的定时。
[0055]此外，二次侧第二控制电路32具备：生成成为基准的电压Vth_off的基准电压源324 ;比较同步整流用MOS晶体管Qs2的漏极电压和基准电压Vth_off，检测Qs2的截止定时(栅极截止信号VG_0FF)的比较器325 ;以及生成相加到成为所述基准的电压Vth_off的偏置电压Voffset的电压源326。
[0056]并且，二次侧第二控制电路32具备:与该电压源326并联设置的开关SW ;将所述比较器325的输出输入到复位端子，将导通定时检测电路321的输出输入到置位端子的RS触发器327 ;例如监视Qs2的栅极控制信号VGC判定负载LD的状态的负载判定电路328 ;将所述计时器电路323的输出和负载判定电路328的输出作为输入的NAND门329。并且，根据该NAND门329的输出对所述开关SW进行导通、截止控制，当开关SW为截止状态时，基准电压Vth_off上相加偏置电压Voffset而得的电压作为阈值电压被供给到比较器325。
[0057]此外，开关SW在NAND门329的输出为高电平时导通，在为低电平时截止。
[0058]在此，上述偏置电压Voffset的值被设定为比在图2所示的期间Tadd中的电压VDS的峰值高。该值Voffset由同步整流用MOS晶体管Qs2的导通电阻值和在Qs2中流过的电流的大小(最大电流)的积、以及在同步整流用MOS晶体管Qs2的寄生电感和在Qs2中流过的电流的梯度的积来决定。但是，在Qs2中流过的电流根据电源的方式或者结构而不同，因此，无法以预定的数值进行一般化。但是，在Qs2中流过的电流依存于输出电压VOUT的电压值或者变压器10的二次侧线圈的电感、一次侧的开关频率。因此，如果电源装置的结构决定了，则能够将同步整流用MOS晶体管Qs2的导通电阻值、输出电压VOUT的电压值、变压器10的二次侧线圈的电感、一次侧的开关频率作为参数来决定偏置电压Voffset的值。
[0059]负载判定电路328检测无负载状态，当成为无负载状态时，其输出例如变化为低电平，即使计时器电路323的输出为高电平，也能够使开关SW维持为导通状态，不在基准电压Vth_off上相加偏置电压Voffset。
[0060]此外，当负载变轻时，同步整流用MOS晶体管Qs2的截止定时提前，因此在该实施例中，通过负载判定电路328监视Qs2的栅极控制信号VGC的截止定时，判定负载的状态，但是也可以监视比较器325的输出。此外，也可以代替监视这些信号，而设置检测流向负载的电流的读出电阻，监视该读出电阻中的电压下降量来检测无负载状态。
[0061]以下，使用图2以及图3的波形图来说明二次侧第二控制电路32的动作。此外，图2表示“通常动作时(轻负载)”的二次侧的同步整流用MOS晶体管Qs2的漏极电流ID和源-漏间电压VDS以及栅极截止信号VG_0FF(比较器325的输出)的变化的情况。图3表示“无负载时”的二次侧的同步整流用MOS晶体管Qs2的漏极电流ID和源-漏间电压VDS以及栅极截止信号VG_0FF的变化的情况。此外，图2(a)以及图3(a)表示假设使同步整流用MOS晶体管Qs2连续地为导通状态的情况下的Qs2的漏极电流ID的变化。此外，假定负载判定电路328的输出在“通常动作时”为高电平，在“无负载时”为低电平。
[0062]本实施例的二次侧第二控制电路32，在通常动作时如图2所示，变压器10的一次侧线圈的施加电压反相，由此，计时器电路323在晶体管Qs2的源-漏间电压VDS下降的定时tO被启动(此时，负载判定电路328的输出为高电平)。于是，计时器电路323的输出从低电平变化为高电平，开关SW被截止，如图2 (b)的虚线所示，向比较器325供给的阈值电平变化为在基准电压Vth_off上相加偏置电压Voffset后的电压(Vth_off+Voff set)。
[0063]然后，如果经过计时器电路323的计时时间Tadd，则计时器电路323的输出从高电平变化为低电平，由此，开关SW成为导通状态，向比较器325供给的阈值电平被切换为基准电压 Vth_off。
[0064]其结果，如图2(b)中实线所示，在Tadd期间，即使Qs2的源-漏间电压VDS上升而高于Vth_off,也不超过在基准电压Vth_off上相加偏置电压Voffset而得的电压(Vth_off+Voffset)。因此，比较器325的输出即Qs2的栅极截止信号VG_0FF，如图2 (c)所示，在定时tO-toff期间，维持低电平不变化，触发器327的输出即Qs2的栅极控制信号VGC也不变化。由此，能够防止由于期间Tadd中的电压VDS的变化，同步整流用MOS晶体管Qs2短时间截止而导致的损耗产生或VOUT的振动。
[0065]此外，当经过计时器电路323的计时时间Tadd时，向比较器325供给的阈值电平被切换为基准电压Vth_off，因此，能够在原本想要使同步整流用MOS晶体管Qs2截止的定时toff，使Qs2的栅极截止信号VG_0FF变化为高电平，使Qs2截止。
[0066]并且，在本实施例中，计时器电路323的计时时间Tadd根据开关频率而变化，因此能够避免开关频率变高，图2 (b)的源-漏间电压VDS的周期变短，截止定时toff落入到计时时间Tadd中，发生使Qs2在所希望的定时不被截止的情况。
[0067]并且，在本实施例中，在无负载时，负载判定电路328检测出为无负载状态，其输出变化为低电平，NAND门329的输出固定为高电平，因此，开关SW维持导通。其结果，如图3(b)中虚线所示，向比较器325供给的阈值电平被维持为基准电压Vth_off。
[0068]由此，如本实施例，即使设置计时器电路323来暂时切换阈值电平，也可以如图3(c)所示，在无负载时，在早的定时toff使同步整流用MOS晶体管Qs2截止，能够防止在Qs2中流过逆向电路而导致效率降低。此外，图3(a)中也表示了 Qs2的逆流电流，但是，实际上，因为在定时toff，Qs2被截止，因此没有逆流电流流动，图3 (a)的ID在toff以后成为点划线B那样的电流波形。
[0069]此外，如本实施例，在使同步整流用MOS晶体管Qs2导通后，在预定时间Tadd的期间，即使使阈值电平转换为在Vth_off上相加了 Voffset后的(Vth_off+Voffset)，在Qs2的漏极电流ID中发生了图7所示的逆流电流的情况下，通过Qs2的漏极电压VDS超过(Vth_off+Voffset)，也能够检测出逆流电流状态，使Qs2截止。
[0070]以上，基于实施方式具体说明了本
【发明者】做出的发明，但是本发明并不限于所述实施方式。例如，在所述实施方式中，在二次侧电路中使用了全波整流电路，但是也可以使用半波整流电路(没有Qsl和控制电路31的电路)。
[0071]此外，在所述实施方式中，为了在无负载时不进行阈值电压的切换，而设置了负载判定电路328，但是，该负载判定电路328也未必设置，也可以省略负载判定电路328和NAND门329。此外，在所述实施方式中，设置了取负载判定电路328的输出和计时器电路323的输出的逻辑积的NAND门329，控制切换阈值电压的开关SW，但是也可以构成为在负载判定电路328检测出无负载状态的期间，根据负载判定电路328的输出，计时器电路323不动作。
[0072]并且，在所述实施方式中，作为向比较器325供给的阈值电压，供给Vth_off或者在Vth_off上相加偏置电压Voffset而得的电压，但是，也可以将通过多个电阻串联连接而成的分压电路对基准电压进行分压而得的电压作为阈值电压来供给，通过计时器电路323的输出来切换分压比，供给相当于Vth_off或者(Vth_off+Voffset)的电压。
[0073]或者，也可以设置生成Vth_off的第一基准电压源、生成相当于(Vth_off+Voffset)的电压的第二基准电压源和选择器，通过计时器电路323的输出来切换选择器，选择某一方，向比较器325供给。
[0074]此外，在以上的说明中，说明了将本发明应用于在一次侧电路中设置了串联共振电路的电流共振式开关电源装置的例子，但是本发明并不限于此，如图8所示，也可以应用于如下的回扫方式的开关电源装置，即在一次侧设置与线圈串联的开关元件S0、对该开关元件SO进行导通、截止控制的控制电路21，设置对通过在一次侧线圈中间断地流过电流而在二次侧线圈中感应的交流电流进行整流的电路。此外，二次侧控制电路32与图1的实施例的二次侧控制电路相同，因此赋予相同符号并省略说明。
[0075]在此，使用图4和图8来说明将本发明应用于回扫方式的开关电源装置的情况的优点。图4表示了二次侧的开关元件的电流ID和源-漏间电压VDS以及栅极截止信号VG_OFF的变化的情况。
[0076]在回扫方式的开关电源装置中，如图4(a)、(b)所示，在同步整流用MOS晶体管Qs3导通的定时tl后立即在漏极电流ID和源-漏间电压VDS中发生耦合(linking)。因此，当阈值电压维持恒定时，由于VDS的耦合，检测截止定时的比较器325有可能进行误检测。由于检测截止定时的比较器的误检测，同步整流用MOS晶体管Qs3的导通期间变短，电流通过Qs3的寄生二极管流动的期间增加并发生损耗。然而，应用本发明，设置在基准电压Vth_off上相加偏置电压Voffset的电路，如图4 (b)的虚线所示，在tl后的预定期间Tadd将阈值电压从Vth_off切换为(Vth_0ff+V0ffSet)，由此能够避免由于VDS的耦合检测截止定时的比较器325的误检测。并且，由此能够抑制电流通过晶体管Qs3的寄生二极管流动的期间，防止发生损耗。
[0077]工业上的可利用性
[0078]在上述实施方式中，说明了将本发明应用于在变压器的一次侧具备串联共振电路，在二次侧设置了同步整流开关的电流共振式开关电源装置的情况，但是本发明并不限于此，可以广泛地用于具备电力转换用的变压器的开关控制方式的电源装置中。
[0079]符号说明
[0080]10变压器；
[0081 ] 20串联共振电路(一次侧电路)
[0082]30全波整流电路(二次侧电路)
[0083]31 二次侧第一控制电路
[0084]32 二次侧第二控制电路
[0085]321导通定时检测电路
[0086]322开关频率检测电路
[0087]323计数器电路
[0088]324基准电压源
[0089]325比较器(截止定时检测电路)
[0090]326偏置用电压源
[0091]328负载判定电路
[0092]QsU Qs2同步整流用开关元件(M0S晶体管)
【权利要求】
1.一种开关电源装置，其具有：电力转换用变压器；以串联方式与该变压器的一次侧线圈连接的主开关元件；对该主开关元件进行导通、截止控制的一次侧控制电路；以串联方式与所述变压器的二次侧线圈连接的同步整流用开关元件；对该同步整流用开关元件进行导通、截止控制的二次侧控制电路，该开关电源装置的特征在于， 所述二次侧控制电路具备： 监视所述同步整流用开关元件的端子电压来检测该元件的导通定时的导通定时检测电路；以及 比较所述同步整流用开关元件的端子电压和阈值电压来检测该元件的截止定时的截止定时检测电路， 所述二次侧控制电路，直到从所述同步整流用开关元件的导通时刻起经过预定期间为止，将在预定的基准电压上相加预定的偏置电压而得的电压作为所述阈值电压向所述截止定时检测电路供给，在经过所述预定期间后，直到所述同步整流用开关元件下次被导通为止，将所述基准电压作为所述阈值电压向所述截止定时检测电路供给。
2.根据权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于， 所述二次侧控制电路具备对应于所述同步整流用开关元件导通而被启动，对所述预定期间进行计时的计时器电路， 所述二次侧控制电路，在所述计时器电路进行计时动作的期间，将在所述基准电压上相加预定的偏置 电压而得的电压作为所述阈值电压向所述截止定时检测电路供给，在所述计时器电路停止计时动作的期间，将所述基准电压作为所述阈值电压向所述截止定时检测电路供给。
3.根据权利要求2所述的开关电源装置，其特征在于， 所述二次侧控制电路具备监视所述同步整流用开关元件的端子电压来检测开关频率的开关频率检测电路， 所述计时器电路根据通过所述开关频率检测电路检测出的频率,该频率越高对越短的计时时间进行计时，频率越低对越长的计时时间进行计时。
4.根据权利要求2所述的开关电源装置，其特征在于， 所述二次侧控制电路具备判定负载状态的负载判定电路，在该负载判定电路判定为无负载状态的期间，不管所述计时器电路的动作状态，而将所述基准电压作为所述阈值电压向所述截止定时检测电路供给。
5.根据权利要求3所述的开关电源装置，其特征在于， 所述二次侧控制电路具备判定负载状态的负载判定电路，在该负载判定电路判定为无负载状态的期间，不管所述计时器电路的动作状态，而将所述基准电压作为所述阈值电压向所述截止定时检测电路供给。
6.根据权利要求1-5中任一项所述的开关电源装置，其特征在于， 在所述变压器的一次侧设置：具有以串联方式与所述变压器的一次侧线圈连接的共振电感器和共振电容器的串联共振电路；控制从直流电压输入端子流入所述串联共振电路的电流的一对主开关元件；以及交替地对该一对主开关元件进行导通、截止控制的一次侧控制电路， 所述变压器的二次侧电路具备：所述同步整流用开关元件以及所述二次侧控制电路；检测输出电压来生成与输出电压对应的反馈信号的输出电压检测单元， 所述反馈信号被传送到所述一次侧控制电路，所述一次侧控制电路根据所述反馈信号改变开关频 率。
【文档编号】H02M3/28GK104081642SQ201380007419
【公开日】2014年10月1日 申请日期:2013年2月6日 优先权日:2012年2月17日
【发明者】日向寺拓未, 远藤直人 申请人:三美电机株式会社
【专利摘要】本发明提供一种开关电源装置。能够避免发生逆流电流流至同步整流开关的状态所导致的不良，并且减少同步整流开关中的损耗，实现高效率化。在二次侧控制电路中设置有：生成预定电位的基准电压的基准电压电路；监视同步整流用开关元件的端子电压来检测该元件的导通定时的导通定时检测电路；根据导通定时被启动，对预定时间进行计时的计时器电路。在计数器电路进行计时动作的期间，将在基准电压上相加预定的偏置电压而得的电压作为阈值电压供给截止定时检测电路，在计时器电路停止计时动作的期间，将通过基准电压电路生成的基准电压作为阈值电压供给截止定时检测电路。
【专利说明】开关电源装置
【技术领域】
[0001]本发明涉及具备电力转换用的变压器的开关控制方式的电源装置，涉及例如在变压器的一次侧具有串联共振电路，在二次侧设置了同步整流开关的电流共振式开关单元装置中使用的有效的技术。
【背景技术】
[0002]以往，作为开关电源装置之一，有在变压器的一次侧使用了串联共振电路的电流共振式变换器。电流共振式变换器具备：具有与变压器一次侧线圈串联连接的共振电感器和共振电容器的串联共振电路；控制从直流电压输入端子向串联共振电路流过的电流的一对开关元件。通过以共振频率附近的频率交替地控制该开关元件导通、截止，使变压器一次侧线圈中流过正弦波状的电流。并且，通过二极管对变压器二次侧线圈中感应的电流进行整流，并通过电容器滤波后输出，因此公知为高效率、低噪声的开关电源装置。
[0003]但是，在二次侧电路中使用了整流用二极管的电流共振式变换器中，整流用二极管中的损耗大，成为效率变低的原因。因此，例如有如在专利文献I中所记载那样的技术：代替二次侧电路的整流用二极管而设置了同步整流用开关元件（MOSFET)，并且通过二次侧控制电路检测二次侧开关元件的端子电压，与一次侧电路开关元件的导通定时同步地对二次侧开关元件进行导通控制，由此减少整流元件中的损耗，实现高效率化。
[0004]现有技术文献
[0005]专利文献
[0006]专利文献I :日本特开2010-161917号公报
【发明内容】
[0007]发明要解决的课题
[0008]但是，在专利文献I中所记载的电流共振式开关电源装置中，为了进行防止二次侧的逆流电流的控制，而从相互电绝缘的一次侧电路向二次侧电路传送一次侧的开关控制信号。因此，存在如下课题：为了传送该信号而需要另设变压器（脉冲变压器）或光耦合器，因此部件个数增加，导致装置大型化或成本上升。
[0009]本发明人进行了如下研究：如图5所示，监视同步整流用MOSFET (绝缘栅型场效应晶体管，以下称为MOS晶体管）Qsl、Qs2的源-漏间电压来检测使Qsl、Qs2导通、截止的定时并控制，不需要从一次侧电路向二次侧电路传送控制信号，由此不需要变压器（脉冲变压器）或光耦合器。
[0010]使同步整流用MOSFET晶体管Qsl、Qs2导通、截止的定时是Qsl、Qs2的源-漏间电压逆转的点，为了对其进行检测而考虑设置对Qsl、Qs2的源-漏间电压和预定的基准电压(阈值电压）进行比较的比较器。
[0011]但是，在同步整流开关（Qsl、Qs2)中使用MOS晶体管的情况下，导通时被等价地视为LR串联电路，开关（Qsl、Qs2)的两端电压为依存于电流的电压波形。根据电源的方式，电流波形多种多样，检测出的电压波形也不同。
[0012]在图5所示的电路的情况下，在轻负载时在二次侧的同步整流用MOS晶体管Qsl、Qs2中流过图6(a)所示的波形的电流ID。并且，假设在流过该电流ID的期间，同步整流用MOS晶体管Qsl、Qs2始终导通时，该晶体管的源-漏间电压VDS为图6 (b)所示的波形。在此，在设定了通常负载时为了能够检测出最佳的截止定时而设定预定的截止阈值Vth_off,并通过比较器比较VDS和Vth_off来使晶体管Qsl、Qs2截止的情况下，在轻负载时，如图6所示，在toffl和tofT2两个地方存在截止定时。
[0013]因此，在该情况下，有时晶体管Qsl、Qs2往来于两个地方的截止定时，根据截止定时，晶体管Qsl、Qs2的电压降中出现差异，由此存在导致输出电压VOUT振荡的不良情形。另外，当在toffl截止时，残余电流（阴影部分）由MOS晶体管Qsl、Qs2中寄生的体二极管整流，也存在损耗增大而功率效率恶化的不良情形。另外，图6 (b)仅表示在同步整流用MOS晶体管Qsl、Qs2中流过正向电流（图中朝向线圈的电流）的期间的波形。实际上，在流过上述正向电流的期间以外，主开关元件S1、S2的导通、截止的状态切换，变压器10的极性反转，由此，在同步整流用MOS晶体管Qsl、Qs2的源极-漏极间产生逆向电压，但是，为了简化说明而省略了图示。
[0014]在图5的电源装置的二次侧电路中，为避免在图6的定时toffl将同步整流用MOS晶体管（同步整流开关）Qsl、Qs2截止，考虑了使同步整流开关的导通控制电路具有计时器，如图6(d)所示，在定时t0使计时器启动，在计时器工作的过程中屏蔽截止信号，由此无视toffl的截止信号的方法（保证最小导通时间Ton_min)。
[0015]但是，在这样的方法中，当一次侧的开关元件突然停止或者负载突然变轻，如图7(a)所示那样发生在同步整流开关（Qsl、Qs2)中流过逆流电流的状态的情况下，产生不良。
[0016]具体来说，当发生图7(a)那样的流过逆流电流的状态时，如图7(b)所示，Qsl、Qs2的源极-漏极电压VDS变化，如图7(c)所示，在tl，Qsl、Qs2的栅极截止信号VG_0FF向截止方向变化。然而，通过计时器的输出（d)屏蔽栅极截止信号时，尽管想在tl使Qsl、Qs2截止，如图7(e)所示,在经过最小导通时间Ton_min的t2之前，同步整流开关（Qsl、Qs2)都维持导通状态。因此，在逆流电流变大之前无法使同步整流开关截止，有可能导致同步整流开关或控制电路损坏。
[0017]本发明是在上述背景下提出的，其目的在于提供一种具备电力转换用的变压器的开关控制方式的电源装置，该电源装置不会导致装置的大型化和提高成本，并且也能够避免由于发生在二次侧的同步整流开关中流过逆流电流的状态而导致的不良，并且减少同步整流开关中的损耗，实现闻效率。
[0018]用于解决课题的手段
[0019]为了实现上述目的，本发明的开关电源装置具有：电力转换用变压器；以串联方式与该变压器的一次侧线圈连接的主开关元件；对该主开关元件进行导通、截止控制的一次侧控制电路；以串联方式与所述变压器的二次侧线圈连接的同步整流用开关元件；对该同步整流用开关元件进行导通、截止控制的二次侧控制电路，其中，
[0020]所述二次侧控制电路，具备：监视所述同步整流用开关元件的端子电压来检测该元件的导通定时的导通定时检测电路；比较所述同步整流用开关元件的端子电压和阈值电压来检测该元件的截止定时的截止定时检测电路，直到从所述同步整流用开关元件的导通时刻起经过预定期间为止，将在预定的基准电压上相加预定的偏置电压而得的电压作为所述阈值电压向所述截止定时检测电路供给，在经过所述预定期间后，直到所述同步整流用开关元件下次被导通为止，将所述基准电压作为所述阈值电压向所述截止定时检测电路供
5口 O
[0021]根据上述手段，即使在同步整流用开关元件导通后，同步整流用开关元件的端子电压立即超过用于检测截止定时的阈值电压，因为将在基准电压上相加预定的偏置电压而得的电压作为阈值电压而向截止定时检测电路供给，所以能够避免在导通后同步整流用开关元件立即截止，由此能够防止发生输出电压振动这样的不良。
[0022]此外，通过在同步整流用开关元件导通后立即截止，能够避免通过寄生二极管流过电流而发生损耗的情况，提闻功率效率。
[0023]进而，在使同步整流用MOS晶体管导通后，在预定期间的期间，即使将阈值电平切换为在基准电压上相加偏置电压而得的电压，在同步整流用MOS晶体管中流过比较大的逆流电流的情况下，因为同步整流用MOS晶体管的端子电压超过阈值电平，所以能够检测逆流状态，使同步整流用MOS晶体管截止。
[0024]另外，优先地，所述二次侧控制电路具备对应于所述同步整流用开关元件导通而被启动，对所述预定期间进行计时的计时器电路，所述计时器电路进行计时动作的期间，将在所述基准电压上相加预定的偏置电压而得的电压作为所述阈值电压向所述截止定时检测电路供给，在所述计时器电路停止计时动作的期间，将所述基准电压作为所述阈值电压向所述截止定时检测电路供给。
[0025]这样通过设置计时器电路，决定将在基准电压上相加预定的偏置电压而得到的电压作为阈值电压向截止定时检测电路供给的期间，能够比较容易地设定将在基准电压上相加偏置电压而得的电压作为阈值电压供给的期间。
[0026]进而，优选地，所述二次侧控制电路具备监视所述同步整流用开关元件的端子电压，检测开关频率的开关频率检测电路，所述计时器电路根据通过所述开关频率检测电路检测出的频率，该频率越高对越短的计时时间进行计时，频率越低对越长的计时时间进行计时。
[0027]这样，根据通过开关频率检测电路检测出的频率改变计时器电路进行计时动作的时间，即将在基准电压上相加偏置电压而得的电压作为阈值电压而供给的转换期间，由此，能够使阈值电压的转换期间最佳化，能够避免因开关频率的变动而产生误动作。
[0028]此外，优选地，所述二次侧控制电路具备用于判定负载状态的负载判定电路，在该负载判定电路判定为无负载状态的期间，不管所述计时器电路的动作状态而将所述基准电压作为所述阈值电压向所述截止定时检测电路供给。
[0029]由此，在无负载状态下，阈值电压未被转换，因此，在无负载时能够以较早的定时使同步整流用开关元件截止，能够防止在该开关元件中流过逆向电流而导致功率效率降低。
[0030]进而，优选地，在所述变压器的一次侧设置：具有与所述变压器的一次侧线圈以串联方式连接的共振电感器和共振电容器的串联共振电路；控制从直流电压输入端子流入所述串联共振电路的电流的一对主开关元件；以及交替地对该一对主开关元件进行导通、截止控制的一次侧控制电路。
[0031]所述变压器的二次侧电路具备所述同步整流用开关元件以及所述二次侧控制电路、检测输出电压来生成与输出电压对应的反馈信号的输出电压检测单元。
[0032]所述反馈信号被传送到所述一次侧控制电路，所述一次侧控制电路根据所述反馈信号改变开关频率。
[0033]在具有如上结构的电流共振式的开关电源装置中，在轻负载时，能够避免同步整流用开关元件在导通后，该开关元件的端子电压立即达到阈值电压而将开关元件截止，由此能够防止发生输出电压振动这样的不良。
[0034]发明效果
[0035]根据本发明，获得了如下效果，即在具备电力转换用的变压器的开关控制方式的电源装置中，不会导致装置大型化或成本上升，并且能够避免因发生二次侧的同步整流开关中流过逆流电流的状态而广生的不良，同时能够减少同步整流开关中的损耗，实现闻效率。
【专利附图】
【附图说明】
[0036]图I是表示应用了本发明的电流共振式开关电源装置的一个实施方式的电路结构图。
[0037]图2是表示实施方式的电流共振式开关电源装置中的通常动作时的二次侧的同步整流用开关元件（M0S晶体管）的漏极电流和源-漏间电压以及栅极截止信号的变化的情况的波形图。
[0038]图3是表示实施方式的电流共振式开关电源装置中的无负载时的二次侧的同步整流用开关元件（M0S晶体管）的漏极电流和源-漏间电压以及栅极截止信号的变化的情况的波形图。
[0039]图4是表示应用了本发明的有效的回扫型开关电源装置中的二次侧的同步整流用开关元件（M0S晶体管）的漏极电流和源-漏间电压以及栅极截止信号的变化的情况的波形图。
[0040]图5是表示现有的电流共振式开关电源装置的一个结构例的电路结构图。
[0041]图6是表示现有的电流共振式开关电源装置中的通常动作时的二次侧的同步整流用开关元件（M0S晶体管）的漏极电流和源-漏间电压以及栅极截止信号的变化的情况的波形图。
[0042]图7是表示现有的电流共振式开关电源装置中逆流电流发生时的二次侧的开关元件（M0S晶体管）的漏极电流和源-漏间电压以及栅极截止信号、计时器的输出信号、同步整流用开关元件的栅极导通信号的变化的情况的波形图。
[0043]图8是表示应用了本发明的回扫型开关电源装置的一个实施方式的电路结构图。
【具体实施方式】
[0044]以下，根据【专利附图】
【附图说明】本发明的优选实施方式。
[0045]图I是表示应用了本发明的电流共振式开关电源装置的一个实施方式。
[0046]该实施方式的开关电源装置作为电流共振式开关电源装置，具备电力转换用的变压器10，在该变压器10的一次侧设置半桥型的串联共振电路20，在二次侧设置了具有同步整流开关的全波整流电路30。
[0047]一次侧的串联共振电路20具备与变压器10的一次侧线圈Lp串联连接的共振电感器Lr以及共振电容器Cr。此外，串联共振电路20，在被施加来自未图示的直流电压源(包含将交流电压变换为直流电压的二极管桥电路）的直流电压的电压输入端子VIN和被施加接地电位这样的基准电位的端子GND之间，具备由以串联方式连接的N沟道MOS晶体管构成的主开关元件S1、S2。此外，串联共振电路20具备对该主开关元件S1、S2进行导通、截止控制的一次侧控制电路21，使S1、S2以共振频率附近的频率交替地导通、截止，由此使变压器10的一次侧线圈Lp中流过正弦波状的电流。
[0048]该实施例的串联共振电路20还具备接受来自二次侧电路（误差放大器33)的反馈信号的受光用的光电晶体管PT，一次侧控制电路21根据反馈信号改变主开关元件S1、S2的开关频率来应对负载的变动。
[0049]另一方面，二次侧的全波整流电路30具备：在变压器10的二次侧的第一线圈Lsl和输出端子0UT2之间连接的同步整流用MOS晶体管Qsl ;在二次侧的第二线圈Ls2和输出端子0UT2之间连接的同步整流用MOS晶体管Qs2 ;检测Qsl的源极-漏极电压来生成Qsl的导通、截止控制信号的二次侧第一控制电路31 ;以及检测Qs2的漏极电压（源极-漏极电压）来生成Qs2的导通、截止控制信号的二次侧第二控制电路32。
[0050]二次侧第一控制电路31和二次侧第二控制电路32分别互补地对同步整流用MOS晶体管Qsl、Qs2进行导通、截止控制。即进行如下控制：在一次侧控制电路21的开关控制的一周期的前半或者后半，二次侧第一控制电路31使同步整流用MOS晶体管Qsl导通，在一周期的后半或者前半，二次侧第二控制电路32使同步整流用MOS晶体管Qs2导通。
[0051]此外，二次侧的全波整流电路30具备：连接在输出端子0UT1-0UT2之间，使输出电压VOUT稳定的滤波电容器CO ;检测输出电压νουτ，使反馈用光电二极管ro中流过与输出电压VOUT的电位对应的电流的误差放大器33。输出端子OUTl连接在变压器10的二次侧线圈的中点（第一线圈Lsl和第二线圈Ls2的连接节点Ne)。
[0052]接着，说明二次侧第二控制电路32的细节。另外，二次侧第一控制电路31与二次侧第二控制电路32具有相同结构，进行相同的动作（定时相差半个周期），因此，关于二次侧第一控制电路31省略图示以及说明。
[0053]如图I所示，本实施例的二次侧第二控制电路32具备：监视同步整流用MOS晶体管Qs2的漏极电压，检测Qs2的导通定时的由比较器等构成的导通定时检测电路321 ;监视Qs2的漏极电压，检测开关频率的开关频率检测电路322 ;以及在Qs2的导通定时被启动，对预定时间进行计时的计时器电路323。
[0054]上述计数器电路323通过来自开关频率检测电路322的信号，根据检测出的频率来改变计时时间。具体来说，频率越低即周期越长计时时间越长，频率越高计时时间越短。计时器电路323可以是模拟电路也可以是数字电路。开关频率检测电路322监视同步整流用MOS晶体管Qs2的漏极电压，因此，除了开关频率外还能够检测Qs2被导通的定时。
[0055]此外，二次侧第二控制电路32具备：生成成为基准的电压Vth_off的基准电压源324 ;比较同步整流用MOS晶体管Qs2的漏极电压和基准电压Vth_off，检测Qs2的截止定时(栅极截止信号VG_0FF)的比较器325 ;以及生成相加到成为所述基准的电压Vth_off的偏置电压Voffset的电压源326。
[0056]并且，二次侧第二控制电路32具备:与该电压源326并联设置的开关SW ;将所述比较器325的输出输入到复位端子，将导通定时检测电路321的输出输入到置位端子的RS触发器327 ;例如监视Qs2的栅极控制信号VGC判定负载LD的状态的负载判定电路328 ;将所述计时器电路323的输出和负载判定电路328的输出作为输入的NAND门329。并且，根据该NAND门329的输出对所述开关SW进行导通、截止控制，当开关SW为截止状态时，基准电压Vth_off上相加偏置电压Voffset而得的电压作为阈值电压被供给到比较器325。
[0057]此外，开关SW在NAND门329的输出为高电平时导通，在为低电平时截止。
[0058]在此，上述偏置电压Voffset的值被设定为比在图2所示的期间Tadd中的电压VDS的峰值高。该值Voffset由同步整流用MOS晶体管Qs2的导通电阻值和在Qs2中流过的电流的大小(最大电流)的积、以及在同步整流用MOS晶体管Qs2的寄生电感和在Qs2中流过的电流的梯度的积来决定。但是，在Qs2中流过的电流根据电源的方式或者结构而不同，因此，无法以预定的数值进行一般化。但是，在Qs2中流过的电流依存于输出电压VOUT的电压值或者变压器10的二次侧线圈的电感、一次侧的开关频率。因此，如果电源装置的结构决定了，则能够将同步整流用MOS晶体管Qs2的导通电阻值、输出电压VOUT的电压值、变压器10的二次侧线圈的电感、一次侧的开关频率作为参数来决定偏置电压Voffset的值。
[0059]负载判定电路328检测无负载状态，当成为无负载状态时，其输出例如变化为低电平，即使计时器电路323的输出为高电平，也能够使开关SW维持为导通状态，不在基准电压Vth_off上相加偏置电压Voffset。
[0060]此外，当负载变轻时，同步整流用MOS晶体管Qs2的截止定时提前，因此在该实施例中，通过负载判定电路328监视Qs2的栅极控制信号VGC的截止定时，判定负载的状态，但是也可以监视比较器325的输出。此外，也可以代替监视这些信号，而设置检测流向负载的电流的读出电阻，监视该读出电阻中的电压下降量来检测无负载状态。
[0061]以下，使用图2以及图3的波形图来说明二次侧第二控制电路32的动作。此外，图2表示“通常动作时(轻负载)”的二次侧的同步整流用MOS晶体管Qs2的漏极电流ID和源-漏间电压VDS以及栅极截止信号VG_0FF(比较器325的输出)的变化的情况。图3表示“无负载时”的二次侧的同步整流用MOS晶体管Qs2的漏极电流ID和源-漏间电压VDS以及栅极截止信号VG_0FF的变化的情况。此外，图2(a)以及图3(a)表示假设使同步整流用MOS晶体管Qs2连续地为导通状态的情况下的Qs2的漏极电流ID的变化。此外，假定负载判定电路328的输出在“通常动作时”为高电平，在“无负载时”为低电平。
[0062]本实施例的二次侧第二控制电路32，在通常动作时如图2所示，变压器10的一次侧线圈的施加电压反相，由此，计时器电路323在晶体管Qs2的源-漏间电压VDS下降的定时tO被启动(此时，负载判定电路328的输出为高电平)。于是，计时器电路323的输出从低电平变化为高电平，开关SW被截止，如图2 (b)的虚线所示，向比较器325供给的阈值电平变化为在基准电压Vth_off上相加偏置电压Voffset后的电压(Vth_off+Voff set)。
[0063]然后，如果经过计时器电路323的计时时间Tadd，则计时器电路323的输出从高电平变化为低电平，由此，开关SW成为导通状态，向比较器325供给的阈值电平被切换为基准电压 Vth_off。
[0064]其结果，如图2(b)中实线所示，在Tadd期间，即使Qs2的源-漏间电压VDS上升而高于Vth_off,也不超过在基准电压Vth_off上相加偏置电压Voffset而得的电压(Vth_off+Voffset)。因此，比较器325的输出即Qs2的栅极截止信号VG_0FF，如图2 (c)所示，在定时tO-toff期间，维持低电平不变化，触发器327的输出即Qs2的栅极控制信号VGC也不变化。由此，能够防止由于期间Tadd中的电压VDS的变化，同步整流用MOS晶体管Qs2短时间截止而导致的损耗产生或VOUT的振动。
[0065]此外，当经过计时器电路323的计时时间Tadd时，向比较器325供给的阈值电平被切换为基准电压Vth_off，因此，能够在原本想要使同步整流用MOS晶体管Qs2截止的定时toff，使Qs2的栅极截止信号VG_0FF变化为高电平，使Qs2截止。
[0066]并且，在本实施例中，计时器电路323的计时时间Tadd根据开关频率而变化，因此能够避免开关频率变高，图2 (b)的源-漏间电压VDS的周期变短，截止定时toff落入到计时时间Tadd中，发生使Qs2在所希望的定时不被截止的情况。
[0067]并且，在本实施例中，在无负载时，负载判定电路328检测出为无负载状态，其输出变化为低电平，NAND门329的输出固定为高电平，因此，开关SW维持导通。其结果，如图3(b)中虚线所示，向比较器325供给的阈值电平被维持为基准电压Vth_off。
[0068]由此，如本实施例，即使设置计时器电路323来暂时切换阈值电平，也可以如图3(c)所示，在无负载时，在早的定时toff使同步整流用MOS晶体管Qs2截止，能够防止在Qs2中流过逆向电路而导致效率降低。此外，图3(a)中也表示了 Qs2的逆流电流，但是，实际上，因为在定时toff，Qs2被截止，因此没有逆流电流流动，图3 (a)的ID在toff以后成为点划线B那样的电流波形。
[0069]此外，如本实施例，在使同步整流用MOS晶体管Qs2导通后，在预定时间Tadd的期间，即使使阈值电平转换为在Vth_off上相加了 Voffset后的(Vth_off+Voffset)，在Qs2的漏极电流ID中发生了图7所示的逆流电流的情况下，通过Qs2的漏极电压VDS超过(Vth_off+Voffset)，也能够检测出逆流电流状态，使Qs2截止。
[0070]以上，基于实施方式具体说明了本
【发明者】做出的发明，但是本发明并不限于所述实施方式。例如，在所述实施方式中，在二次侧电路中使用了全波整流电路，但是也可以使用半波整流电路(没有Qsl和控制电路31的电路)。
[0071]此外，在所述实施方式中，为了在无负载时不进行阈值电压的切换，而设置了负载判定电路328，但是，该负载判定电路328也未必设置，也可以省略负载判定电路328和NAND门329。此外，在所述实施方式中，设置了取负载判定电路328的输出和计时器电路323的输出的逻辑积的NAND门329，控制切换阈值电压的开关SW，但是也可以构成为在负载判定电路328检测出无负载状态的期间，根据负载判定电路328的输出，计时器电路323不动作。
[0072]并且，在所述实施方式中，作为向比较器325供给的阈值电压，供给Vth_off或者在Vth_off上相加偏置电压Voffset而得的电压，但是，也可以将通过多个电阻串联连接而成的分压电路对基准电压进行分压而得的电压作为阈值电压来供给，通过计时器电路323的输出来切换分压比，供给相当于Vth_off或者(Vth_off+Voffset)的电压。
[0073]或者，也可以设置生成Vth_off的第一基准电压源、生成相当于(Vth_off+Voffset)的电压的第二基准电压源和选择器，通过计时器电路323的输出来切换选择器，选择某一方，向比较器325供给。
[0074]此外，在以上的说明中，说明了将本发明应用于在一次侧电路中设置了串联共振电路的电流共振式开关电源装置的例子，但是本发明并不限于此，如图8所示，也可以应用于如下的回扫方式的开关电源装置，即在一次侧设置与线圈串联的开关元件S0、对该开关元件SO进行导通、截止控制的控制电路21，设置对通过在一次侧线圈中间断地流过电流而在二次侧线圈中感应的交流电流进行整流的电路。此外，二次侧控制电路32与图1的实施例的二次侧控制电路相同，因此赋予相同符号并省略说明。
[0075]在此，使用图4和图8来说明将本发明应用于回扫方式的开关电源装置的情况的优点。图4表示了二次侧的开关元件的电流ID和源-漏间电压VDS以及栅极截止信号VG_OFF的变化的情况。
[0076]在回扫方式的开关电源装置中，如图4(a)、(b)所示，在同步整流用MOS晶体管Qs3导通的定时tl后立即在漏极电流ID和源-漏间电压VDS中发生耦合(linking)。因此，当阈值电压维持恒定时，由于VDS的耦合，检测截止定时的比较器325有可能进行误检测。由于检测截止定时的比较器的误检测，同步整流用MOS晶体管Qs3的导通期间变短，电流通过Qs3的寄生二极管流动的期间增加并发生损耗。然而，应用本发明，设置在基准电压Vth_off上相加偏置电压Voffset的电路，如图4 (b)的虚线所示，在tl后的预定期间Tadd将阈值电压从Vth_off切换为(Vth_0ff+V0ffSet)，由此能够避免由于VDS的耦合检测截止定时的比较器325的误检测。并且，由此能够抑制电流通过晶体管Qs3的寄生二极管流动的期间，防止发生损耗。
[0077]工业上的可利用性
[0078]在上述实施方式中，说明了将本发明应用于在变压器的一次侧具备串联共振电路，在二次侧设置了同步整流开关的电流共振式开关电源装置的情况，但是本发明并不限于此，可以广泛地用于具备电力转换用的变压器的开关控制方式的电源装置中。
[0079]符号说明
[0080]10变压器；
[0081 ] 20串联共振电路(一次侧电路)
[0082]30全波整流电路(二次侧电路)
[0083]31 二次侧第一控制电路
[0084]32 二次侧第二控制电路
[0085]321导通定时检测电路
[0086]322开关频率检测电路
[0087]323计数器电路
[0088]324基准电压源
[0089]325比较器(截止定时检测电路)
[0090]326偏置用电压源
[0091]328负载判定电路
[0092]QsU Qs2同步整流用开关元件(M0S晶体管)
【权利要求】
1.一种开关电源装置，其具有：电力转换用变压器；以串联方式与该变压器的一次侧线圈连接的主开关元件；对该主开关元件进行导通、截止控制的一次侧控制电路；以串联方式与所述变压器的二次侧线圈连接的同步整流用开关元件；对该同步整流用开关元件进行导通、截止控制的二次侧控制电路，该开关电源装置的特征在于， 所述二次侧控制电路具备： 监视所述同步整流用开关元件的端子电压来检测该元件的导通定时的导通定时检测电路；以及 比较所述同步整流用开关元件的端子电压和阈值电压来检测该元件的截止定时的截止定时检测电路， 所述二次侧控制电路，直到从所述同步整流用开关元件的导通时刻起经过预定期间为止，将在预定的基准电压上相加预定的偏置电压而得的电压作为所述阈值电压向所述截止定时检测电路供给，在经过所述预定期间后，直到所述同步整流用开关元件下次被导通为止，将所述基准电压作为所述阈值电压向所述截止定时检测电路供给。
2.根据权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于， 所述二次侧控制电路具备对应于所述同步整流用开关元件导通而被启动，对所述预定期间进行计时的计时器电路， 所述二次侧控制电路，在所述计时器电路进行计时动作的期间，将在所述基准电压上相加预定的偏置 电压而得的电压作为所述阈值电压向所述截止定时检测电路供给，在所述计时器电路停止计时动作的期间，将所述基准电压作为所述阈值电压向所述截止定时检测电路供给。
3.根据权利要求2所述的开关电源装置，其特征在于， 所述二次侧控制电路具备监视所述同步整流用开关元件的端子电压来检测开关频率的开关频率检测电路， 所述计时器电路根据通过所述开关频率检测电路检测出的频率,该频率越高对越短的计时时间进行计时，频率越低对越长的计时时间进行计时。
4.根据权利要求2所述的开关电源装置，其特征在于， 所述二次侧控制电路具备判定负载状态的负载判定电路，在该负载判定电路判定为无负载状态的期间，不管所述计时器电路的动作状态，而将所述基准电压作为所述阈值电压向所述截止定时检测电路供给。
5.根据权利要求3所述的开关电源装置，其特征在于， 所述二次侧控制电路具备判定负载状态的负载判定电路，在该负载判定电路判定为无负载状态的期间，不管所述计时器电路的动作状态，而将所述基准电压作为所述阈值电压向所述截止定时检测电路供给。
6.根据权利要求1-5中任一项所述的开关电源装置，其特征在于， 在所述变压器的一次侧设置：具有以串联方式与所述变压器的一次侧线圈连接的共振电感器和共振电容器的串联共振电路；控制从直流电压输入端子流入所述串联共振电路的电流的一对主开关元件；以及交替地对该一对主开关元件进行导通、截止控制的一次侧控制电路， 所述变压器的二次侧电路具备：所述同步整流用开关元件以及所述二次侧控制电路；检测输出电压来生成与输出电压对应的反馈信号的输出电压检测单元， 所述反馈信号被传送到所述一次侧控制电路，所述一次侧控制电路根据所述反馈信号改变开关频 率。
【文档编号】H02M3/28GK104081642SQ201380007419
【公开日】2014年10月1日 申请日期:2013年2月6日 优先权日:2012年2月17日
【发明者】日向寺拓未, 远藤直人 申请人:三美电机株式会社
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