逆变器装置、或控制该逆变器装置的逆变器控制装置制造方法
【专利摘要】本发明提供逆变器装置、或控制该逆变器装置的逆变器控制装置。能按照维持给定的开关频率的方式输出从零电压至最大电压，在开关频率低的条件下也能实现交流电流的脉动小的PWM方式。在将逆变器装置所输出的交流电压1周期设为360度时，在将1周期6等分得到的每60度的区域中，1相的开关元件进行接通断开控制，其它2相的开关元件保持接通或断开的状态。进行接通断开控制的相位区域设为包含各相的交流电压的极大值或极小值的相位区域。
【专利说明】逆变器装置、或控制该逆变器装置的逆变器控制装置
【技术领域】
[0001] 本发明涉及将直流电压变换成3相交流电压的逆变器装置。
【背景技术】
[0002] 在铁道车辆的【技术领域】中，通过用1台逆变器装置使1?4台的3相交流电动机 可变速运行来使车辆加减速的方式得到广泛的应用。逆变器装置基于脉冲宽度调制（Pulse Width M〇dulati〇n、PWM)来对多个开关元件进行接通断开控制从而将直流电压变换成所期 望的振幅以及频率的交流电压，并施加给交流电动机。
[0003] 在图1示出在铁道车辆的逆变器装置中一般使用的交流电压基波的振幅和频率 的关系。横轴是交流电压基波的频率，纵轴是用逆变器装置能输出的最大的交流电压基波 的振幅将交流电压基波的振幅标准化后得到的值（以下称作调制率）。
[0004] 在交流电压基波的频率低的区域（图中的F2以下的区域）中，调制率与频率成正 比地增加。即，在图1中（Fl，Yml)和（F2，Ym2)存在于同一直线上。然后，在交流电压的振 幅成为最大后就仅使交流电压的频率增加。
[0005] 如此，在铁道车辆用的逆变器装置中，一般在频率为F2以下的区域进行可变电压 可变频率控制，在F2以上的区域进行恒定电压可变频率控制。
[0006] 另外，在铁道车辆的逆变器装置中，如图1所示，一边切换非同步模式和同步模 式、1脉冲模式这3个种类的PWM方式一边输出交流电压。在图2?6不出各个控制模式下 的PWM方式的波形。
[0007] 在图2中，示出了 3相交流中的1相，表示用逆变器装置的直流侧的电压将交流电 压的指令值标准化后得到的调制波、和三角波状的载波、以及作为对逆变器装置的开关元 件的接通断开指令的PWM脉冲。PWM脉冲如图那样，在基于调制波与载波的大小关系而调制 波大于载波的情况下成为接通指令，在调制波小于载波的情况下成为断开指令。
[0008] 在交流电压的频率低的区域，使用图2所示的非同步PWM模式（以下称作非同步 模式）来输出交流电压。
[0009] 在非同步模式下，是不使调制波与载波的相位关系固定，而使用相对于调制波的 频率足够高的频率的载波来生成PWM脉冲的方式。
[0010] 在非同步模式区域，在调制波的频率低的区域中，如图2所示，由于相对于调制波 的频率，载波的频率足够高，因此虽然交流电压的失真较小，但若调制波的频率变高，则交 流电压的失真会变大。为此，在调制波的频率成为图1的F1以上时，移转到图3?图5所 示的同步PWM模式（以下称作同步模式）。
[0011] 在同步模式下，是按照在调制波与载波之间使给定的相位关系成立的方式来配置 载波，配合调制波的频率也使载波的频率增加的PWM方式。在图3中示出在调制波1周期 中配置9周期的载波的同步9脉冲模式。在铁道车辆中，一般因3相交流的对称性而使用 配置3的奇数倍的载波的同步模式。
[0012] 在调制波的振幅变大时，如图4、5那样产生调制波的振幅大于载波的振幅的区 域，调制波每1周期的PWM脉冲数减少。PWM脉冲的减少方式由调制波与载波的相位关系 决定，这种情况下调制波每1周期的PWM脉冲数减少为9个（图3)、7个（图4)、3个（图 5)。
[0013] 调制波的振幅成为最大时，成为如图6那样在调制波1周期期间仅切换1次接通 指令和断开指令的1脉冲模式。
[0014] 若以图2?6为基础来图示调制率和开关元件反复接通断开动作的频率（以下称 作开关频率）的关系，则成为图7。
[0015] 非同步模式的载波的频率、和从非同步模式移转到同步模式的条件（图1的 F1)根据逆变器装置所产生的损耗的大小、和伴随开关元件的接通断开动作的电流脉动 (ripple)的大小而决定。
[0016] 非专利文献
[0017] 非专利文献1 :电気学会电気铁道C 3教育調查專門委具会编最新电気鉄 道工学Λ α于社（电气学会，电气电路中的教育调查专业委员会最新编，电气铁路工学 K0R0NA 公司）
[0018] 在此，在开关元件中产生伴随接通断开动作的损耗，由于损耗越大就对逆变器装 置要求越高的冷性能，所以从逆变器装置的开关损耗这一点出发，期待开关频率低。
[0019] 另一方面，由于若开关频率相对于交流电压基波的频率变低则交流电压的失真就 会增加，从而导致电动机效率降低，因此从电动机效率这一点出发，期望开关频率高。
[0020] 为此，不依赖开关频率地抑制交流电压的失真来提升电动机效率成为课题。
【发明内容】
[0021] 本发明目的在于提供能抑制交流电压的失真率，提升电动机的效率的逆变器装 置。
[0022] 本发明所述的铁道车辆的逆变器装置在输出其它相的开关元件断开或接通的固 定电压的相位区域进行与交流电压指令的振幅相应的开关控制，在其它相的开关元件进行 开关动作的相位区域使开关元件接通或断开来输出固定电压。
[0023] 发明效果
[0024] 根据本发明，能够提供一种能抑制从逆变器装置提供给电动机的交流电压的失真 率，能提升电动机的效率的逆变器装置。
【专利附图】
【附图说明】
[0025] 图1是表示逆变器装置所输出的交流电压基波的频率与调制率的关系的图。
[0026] 图2是表示现有技术中的非同步模式下的调制波与载波以及PWM脉冲的关系的 图。
[0027] 图3是表示现有技术中的同步模式下产生9脉冲的情况下的调制波与载波以及 PWM脉冲的关系的图。
[0028] 图4是表示现有技术中的同步模式下产生7脉冲的情况下的调制波与载波以及 PWM脉冲的关系的图。
[0029] 图5是表示现有技术中的同步模式下产生3脉冲的情况下的调制波与载波以及 PWM脉冲的关系的图。
[0030] 图6是表示现有技术中的1脉冲模式下的调制波与载波以及PWM脉冲的关系的 图。
[0031] 图7是表不现有技术中的输出电压基波的频率与开关频率的关系的图。
[0032] 图8是表示使用了高耐压的开关元件的逆变器装置中的输出电压基波的频率与 开关频率的关系的图。
[0033] 图9是表示本发明中的交流电压基波与PWM脉冲的关系的图。
[0034] 图10是表示3相的本发明中的交流电压基波与PWM脉冲的关系的图。
[0035] 图11是表示本发明的同步9脉冲模式下的调制波与载波的关系的图。
[0036] 图12是表示本发明的同步9脉冲模式下的调制波与载波以及PWM脉冲的关系的 图。
[0037] 图13是表示3相的本发明的同步9脉冲模式下的调制波与载波以及PWM脉冲的 关系的图。
[0038] 图14是表示本发明的同步9脉冲模式下的调制率与调制波振幅的关系的图。
[0039] 图15是表示本发明的同步9脉冲模式下的调制率为零的情况下的PWM脉冲的图。
[0040] 图16是表示本发明的同步9脉冲模式下的任意的调制率下的PWM脉冲的图。
[0041] 图17是表示本发明的同步9脉冲模式下的调制率为100%的情况下的PWM脉冲的 图。
[0042] 图18是表示本发明的同步7脉冲模式下的调制波与载波以及PWM脉冲的关系的 图。
[0043] 图19是表示本发明的同步5脉冲模式下的调制波与载波以及PWM脉冲的关系的 图。
[0044] 图20是表示本发明的同步3脉冲模式下的调制波与载波以及PWM脉冲的关系的 图。
[0045] 图21是比较现有技术的同步模式与本发明的同步模式下的交流电流的失真率的 表。
[0046] 图22是表示本发明中的逆变器装置的电路构成的一例的图。
[0047] 图23是表示在非同步模式与1脉冲模式之间实施本发明的同步模式控制的情况 下的输出电压基波的频率与开关频率的关系的图。
[0048] 图24是表示从惯性状态重启动逆变器装置时实施现有的同步模式的情况下的输 出电压基波的频率与开关频率的关系的图。
[0049] 图25是表示本发明的同步9脉冲模式下的U相和V相的线间电压的图。
[0050] 图26是表示实施现有技术的同步模式的情况下的U相与V相的线间电压的图。
[0051] 符号说明：
[0052] 10电车线
[0053] 20平滑电容器
[0054] 30a?30c开关电路
[0055] 301、3〇2 开关元件
[0056] 305、306逆并联二极管
[0057] 40感应电动机
[0058] 50逆变器控制装置
[0059] 60选通驱动指令 [0060] 70平滑电抗器
[0061] F交流电压基波的频率
[0062] F1从非同步模式移转到同步模式的交流电压基波频率
[0063] F2从同步模式移转到1脉冲模式的交流电压基波频率
[0064] Ym调制率
[0065] Yml从非同步模式移转到同步模式的调制率
[0066] Ym2从同步模式移转到1脉冲模式的调制率
[0067] Fsw开关频率
[0068] Am本发明中的调制波的振幅
【具体实施方式】
[0069] 接下来说明本发明的实施方式。
[0070] [实施例1]
[0071] 说明本发明的铁道车辆的逆变器控制装置中的第1实施例。
[0072] 图22是表示本发明中的逆变器装置的电路构成的一例的图。铁道车辆将通过集 电装置从电车线10提供的直流电压用平滑电抗器70以及平滑电容器20进行平滑化后施 加给逆变器装置。逆变器装置的开关电路由将具有逆并联连接的二极管305的开关元件 301 (上臂）和具有逆并联连接的二极管306的开关元件302 (下臂）串联连接的电路30a 作为1相的U相、V相、W相这3相的电路（30a、30b、30c)构成。各相的上臂与下臂的连接 点成为向交流电动机的交流输出。另外，逆变器控制装置50生成PWM脉冲指令并向开关电 路（30a、30b、30c)的各开关元件输出基于PWM脉冲指令的选通驱动指令60。
[0073] 在图9示出本实施例中的交流电压基波与PWM脉冲的关系。在此示出了 1相的交 流电压基波和PWM脉冲。图中的横轴表示交流电压基波的相位。纵轴表示调制波以及PWM 脉冲的振幅。
[0074] 在本实施例的PWM方式中，如图9那样将交流电压基波的1周期分割为每60度的 区域，并区分为以接通状态保持开关元件的区域（图中的接通固定的区域）、以及以断开状 态保持开关元件的区域（图中的断开固定的区域）、和对开关元件进行接通断开控制的区 域（图中的接通断开控制的区域）来控制开关元件。在后面叙述进行接通断开控制的区域 的动作。
[0075] 接通固定的区域是相对于交流电压的基波的相位0度到60度和120度到180度 的范围，断开固定的区域是180度到240度和300度到360度的范围。然后，接通断开控制 的区域是60度到120度和240度到300度的范围。
[0076] 如此，在本发明的PWM方式下，在包含交流电压的基波的极大值以及极小值的相 位区域进行接通断开控制，在其它区域进行接通固定或断开固定的控制。
[0077] 在图10示出3相的调制波与PWM脉冲的关系。在此，将3个相分别设为U相、V 相、W相，以U相的交流电压基波为基准，以-120度的相位差来表示V相，以+120度的相位 差来表示W相。
[0078] 如图10那样，在本发明的PWM方式下，在包含各相的交流电压基波的极大值或极 小值的区域进行接通断开控制，在其它区域进行接通固定或断开固定的控制，因此，在每个 分割的相位区域仅进行3相中的1相的接通断开控制，其它2相成为接通固定或断开固定 的状态。
[0079] 接下来说明进行接通断开控制的区域的具体的动作。以图10的U相为例，在图11 中示出在调制波每1周期包含9个PWM脉冲的情况下的调制波与载波的关系。图中的粗线 所示的波形是调制波，三角波状的波形是载波。下面将该方式称作本发明中的同步9脉冲 模式。
[0080] 如图11所示，相对于调制波1周期配置24个载波，进而在0度到180度的区域和 180度到360度的区域使载波翻转。
[0081] 然后，通过调整60度到120度的区域和240度到300度的区域的调制波振幅Am 来进行接通断开控制。另外，Am的极性在60度到120度的区域和240度到300度的区域 设定为相反。
[0082] 在图12示出根据图11的调制波与载波的关系而生成的PWM脉冲。如图12那样， 通过比较调制波和载波而在调制波每1周期生成9个PWM脉冲。在图13示出3相的调制 波和载波以及PWM脉冲。
[0083] 如图11所示，在使进行接通断开控制的区域的调制波为直线的情况下，调制波的 振幅Am与调制率Ym的关系成为数式1。
[0084] [数式 1]
[0085] 1? =卜2.酬f^+ ：^+ 2 .通f···(!) 、Δ 4d j \ Α? J ^ 1 id J \ ? ) k is /j
[0086] 在此，Am的范围为-1到1。
[0087] 基于数式1在图14示出调制率Ym与调制波振幅Am的关系。通过基于该关系来 设定与调制率Ym对应的调制波振幅Am，能使调制波1周期内的PWM脉冲数保持恒定地从零 到最大电压输出所期望的交流电压。即，不管开关频率如何都能输出所期望的交流电压。
[0088] 在图15?17示出调制波振幅Am从-1变化到1时的PWM脉冲。
[0089] 首先，在交流电压基波的振幅为零的情况下，调制率Ym为零、即调制波振幅成 为-1，60度到120度的区域固定在断开状态。另外，240度到300度的区域由于载波翻转而 被固定在接通状态。为此，这种情况下成为图15那样的PWM脉冲。
[0090] 接下来，在调制波振幅处于-1到1之间的情况下，如图16那样在进行接通断开控 制的区域进行与调制波振幅Am的大小相应的接通断开控制。
[0091] 然后，在交流电压基波的振幅为1的情况下，调制率Ym成为100%、即调制波振幅 Am成为1，60度到120度的区域被固定在接通状态，240度到300度的区域由于载波翻转而 被固定在断开状态，因此成为图17那样的PWM脉冲。
[0092] 在此，将进行接通断开控制的区域的调制波设为直线来进行说明，但也可以设定 为正弦波等任意的曲线，只要能得到数式1和图14那样调制率与调制波振幅的关系，就能 基于此来输出所期望的电压。
[0093] 另外，如图18所示，若相对于调制波1周期配置18个载波，进而在0度到180度 的区域和180度到360度的区域使载波翻转，则能实现在调制波1周期内包含7个PWM脉 冲的PWM方式（本发明中的同步7脉冲模式）。
[0094] 同样地，还能实现图19那样的配置12个载波的本发明中的同步5脉冲模式、和图 20那样的配置6个载波的本发明中的同步3脉冲模式。
[0095] 上述本发明中的同步7脉冲模式和同步5脉冲模式以及同步3脉冲模式都与本发 明中的同步9脉冲模式相同，由于能遵循调制率Ym与调制波振幅Am的关系使调制率Ym从 零变化到100%，因此能从零到最大地输出交流电压。
[0096] 进而，虽然在此未图示，但在调制波1周期内配置30个载波的本发明中的同步11 脉冲模式等增加了 PWM脉冲数的PWM方式也能实现。
[0097] 为了确认本发明的效果，假定在直流1500V架线下行驶的直流电车，通过仿真来 比较现有技术的同步模式和本发明的同步模式的交流电流的失真。
[0098] 现有技术设为同步9脉冲模式（图3)、同步7脉冲模式（图4)、同步3脉冲模式 (图5)，本发明的同步模式设为调制波每1周期的开关次数相同的同步9脉冲模式（图12)、 同步7脉冲模式（图18)、同步3脉冲模式（图20)。
[0099] 另外，在进行比较的每个脉冲模式下都将调制率和交流电压基波的频率设定得相 同，失真率相对于交流电流基波的频率以5次、7次、11次、13次、17次、19次为对象来计算。
[0100] 在图21示出比较结果的表。可知在任何条件下本发明的失真率都小于现有技术。
[0101] 在图25示出本实施例中的同步9脉冲模式的线间电压。图25是施加在图13所 示的U相与V相之间的线间电压，将U相的电压高于V相的状态设为正电压。
[0102] 在相位为0?60的区域，U相固定在接通状态，V相被接通断开控制。由此，在V 相为断开状态的情况下线间电压成为Ed，在V相成为接通状态的情况下线间电压成为0。
[0103] 在相位为60?120的区域，U相被接通断开控制，V相固定在断开状态。为此，在 U相为接通状态的情况下线间电压成为Ed，在U相成为断开状态的情况下线间电压成为0。
[0104] 在相位为120?180的区域，U相以及V相都被固定在接通状态。为此，线间电压 成为〇。
[0105] 在相位为180?240的区域，U相被固定在断开状态，V相被接通断开控制。由此， 在V相为接通状态的情况下线间电压成为-Ed，在V相为断开状态的情况下线间电压成为 0〇
[0106] 在相位为240?300的区域，U相被接通断开控制，V相固定在接通状态。由此，在 U相为接通状态的情况下线间电压成为0,在U相为断开状态的情况下线间电压成为-Ed。
[0107] 在相位为300?360的区域，U相以及V相都被固定在断开状态。由此，线间电压 成为0。
[0108] 图25所示的本实施例的线间电压在线间电压为0与Ed间进行接通断开动作的区 域（相位为〇?120的区域）中，除掉两端而输出等间隔的电压。同样地，在线间电压为-Ed 与〇之间进行开关的区域（相位为180?300的区域）也除掉两端而输出等间隔的电压。
[0109] 即，在输出其它相的开关元件断开或接通的固定电压的相位区域，进行与交流电 压指令的振幅相应的开关控制，在其它相的开关元件进行开关动作的相位区域，通过实施 将开关元件接通或断开来输出固定电压这样的控制，在线间电压中出现与1相的开关元件 的开关控制同样宽度的脉冲波形。由此，通过将进行接通断开控制的区域的调制波设为直 线来使1相的开关的脉冲宽度等间隔，能使线间电压的脉冲宽度也为恒定的宽度。
[0110] 另一方面，现有技术中的图3所示那样的同步9脉冲模式的线间电压由于如图26 那样接通断开动作的间隔不均等，因此伴随接通断开动作的交流电流的脉动有大小的偏 差。因而，本实施例由于与现有技术相比，伴随接通断开动作的交流电流的脉动没有大小的 偏差，因此能使伴随接通断开动作的交流电流的脉动的大小平均地一致，能抑制交流电流 的失真。
[0111] 另外，在不将进行接通断开控制的区域的调制波设为直线，而设为正弦波等任意 的曲线的情况下，1相的开关脉冲的宽度不恒定，而是变化的。但是，在这样的情况下，由于 U相-V相间的线间电压的相位为0?60的相位区域的脉冲波形通过V相的开关波形决定， 60?120的相位区域的脉冲波形通过U相的开关波形决定，因此线间电压的脉冲波形以峰 值为中心成为线对称，能比现有技术更加抑制交流电流的脉动。
[0112] 即，上述的实施例特别如图10所示，在输出其它相的开关元件断开或接通的固定 电压的相位区域，进行与交流电压指令的振幅相应的开关控制，在其它相的开关元件进行 开关动作的相位区域，通过使开关元件接通或断开来输出固定电压，能抑制交流电压的失 真。
[0113] 因而，在上述的实施例中，说明了将60度到120度的区域和240度到300度的区 域设为进行接通断开控制的相位区域，通过调整调制波振幅Am来进行接通断开控制，但并 不一定非得需要在60度到120度和240度到300度的全部区域进行开关控制，只要在包含 交流电压基波的极大值或极小值的相位区域进行开关控制，线间电压的脉冲波形就能成为 以线间电压的峰值为中心的线对称，因此至少能达成比现有技术更加抑制交流电压的失真 的效果。通过将开关控制的区域设定在该相位区域的内侧（70度到110度和250度到290 度的区域）也能达成本发明的效果。
[0114] 另外，在开关元件中产生伴随接通断开动作的损耗，由于损耗越大在逆变器装置 中要求越高的冷却性能，因此从产生损耗这一点出发期望开关频率低。另一方面，若开关频 率变低，则叠加在3相交流电流中的电流脉动变大。由此，从抑制电流脉动这一点出发期望 开关频率商。
[0115] 为此，一般考虑开关损耗和电流脉动这两者来设定逆变器装置的载波的频率，以 使得开关频率成为给定的范围。
[0116] 然而，逆变器装置的开关元件要求与逆变器装置的直流侧的电压相应的耐压。在 铁道车辆的情况下，逆变器装置的直流侧的电压因架线和车辆的规格不同而存在600V到 3000V程度，直流侧的电压越高则需要越高耐压的开关元件。
[0117] 高耐压的开关元件为了满足耐压规格而需要增加元件内部的半导体芯片的厚度， 其结果，与低耐压的开关元件相比就增加了伴随开关动作的损耗。因而，在使用了高耐压的 开关元件的逆变器装置中，为了抑制伴随开关动作的损耗而需要降低载波的频率。
[0118] 在图8示出针对图7的调制率与开关频率的关系来配合高耐压的开关元件从而降 低开关频率的上限的示例。
[0119] 图8中的虚线表示开关频率的上限。在非同步模式下，能通过降低载波的频率来 降低开关频率。另一方面，在同步模式的情况下，通过如图7所示那样增加输出电压基波的 频率，因条件不同而有可能会使开关频率超过上限值，在逆变器装置的热设计上并不期望。
[0120] 另外，如前述那样，在铁道车辆中使用的同步模式大多将调制波1周期中的载波 的数量设定为3的奇数倍（3、9、15、··），基于该思路还考虑从同步9脉冲模式直接切换为 同步3脉冲模式。但是，在该情况下，由于在刚从同步9脉冲模式切换到同步3脉冲模式后 开关频率下降，因此交流电流的脉动增加，从而有可能会超过开关元件的电流容量。
[0121] 如此，在使用了高耐压的开关元件的逆变器装置中，需要一边抑制开关元件的损 耗和交流电流的脉动，一边切换PWM方式。即，如图23所示那样根据开关元件的损耗的要求 来决定开关频率的上限值，根据抑制交流电流的脉动的要求来决定开关频率的下限值。为 此，谋求在该开关频率的上限值与下限值之间实现控制。
[0122] 为此，如上述本实施例那样，具备调制波1周期内的脉冲数不同的多个脉冲模式 (9、7、5、3脉冲等），通过实施调节特定的开关相位区域中的脉冲宽度的控制来输出任意的 交流电压有效值的振幅，由此能以任意的交流电压有效值的振幅来切换脉冲模式。
[0123] 为此，在同步9脉冲模式、同步7脉冲模式、同步5脉冲模式、同步3脉冲模式之间， 能在任意的定时下切换脉冲模式，能如图23所示那样，按照不超过因逆变器装置的产生损 耗而受到制约的开关频率的上限的方式来切换脉冲模式，进而能按照不低于因逆变器装置 的电流脉动而受到制约的开关频率的下限的方式来切换脉冲模式。
[0124] 在本实施例说明的同步脉冲模式控制如图23所示那样，超过开关频率的上限这 样问题、低于开关频率的下限这样的问题在非同步模式与1脉冲模式间的同步模式下是显 著产生的问题。为此，使本发明的同步脉冲模式控制介于非同步模式和1脉冲模式的频率 区域中就能解决非同步模式与1脉冲模式间的上述的问题。
[0125] 另外，在铁道车辆中进行如下运行：在使车辆加速到某速度后，使逆变器停止进行 惯性行驶（以下称作惯性运行），从该状态下使逆变器重启动来进行加速或减速。在如此使 逆变器重启动的情况下，从逆变器输出的交流电压基波的频率对应于惯性时的车辆速度而 提1?。
[0126] 在重启动逆变器的情况下，交流电压需要从零增加到所期望的值，例如在通过图 3?5所示的现有的同步模式使交流电压从零增加到所期望的值的情况下，由于需要如图1 那样使调制波的振幅从零起逐渐变大，因此包含在交流电压基波的1周期内的脉冲数伴随 着交流电压的增加而变化为9脉冲、7脉冲、3脉冲。为此，如图24所示那样，在成为逆变器 重启动时的车辆速度相当于频率F3的条件下，会产生在同步9脉冲和同步7脉冲下超过开 关频率的上限的问题。
[0127] 为此，在进行上述那样的惯性运行的情况下，为了降低开关元件的损耗，谋求能按 照将开关频率维持在上限以下的方式输出从零电压至最大电压的PWM控制。
[0128] 接下来，通过图2所示的现有的非同步模式，在希望使交流电压从零增加到所期 望的值的情况下，在成为逆变器重启动时的车辆速度相当于频率F3的条件下，由于在输出 电压基波高于频率F1的区域进行非同步模式的控制，因此会因载波的频率相对于交流电 压基波的频率不足而产生在交流电压中出现较大失真这样的问题。若交流电压的失真增 力口，就有可能会出现电动机转矩振动而使车辆的乘坐体验变差，或在逆变器装置中流过过 大的电流而使逆变器装置停止。
[0129] 为此，在进行上述那样的惯性运行的情况下，为了抑制交流电压的失真，谋求能按 照将相对于交流电压基波的频率的开关频率维持在给定值以上的方式输出从零电压至最 大电压的PWM控制。
[0130] 为此，如本实施例那样，通过进行将接通固定的区域设定为相对于交流电压的基 波的相位〇度到60度和120度到180度的范围，将断开固定的区域设定为相对于交流电压 的基波的相位180度到240度和300度到360度的范围，并将接通断开控制的区域设定为相 对于交流电压的基波的相位60度到120度和240度到300度的范围，由此进行PWM控制， 能将调制波每1周期的PWM脉冲数保持为恒定，能将输出的交流电压从零调整到最大。
[0131] 即，能以不超过开关频率的上限的PWM脉冲数将交流电压从零控制到最大，另外， 在如图1那样配合调制率的增加而在非同步模式下使逆变器装置起动的情况下，也能抑制 交流电压的失真。
[0132] 在此，已经叙述的问题是在车辆从惯性运行使逆变器重启动来进行加速或减速的 情况下显著出现的问题。为此，本发明的同步脉冲模式控制可以适用于使车辆从惯性运行 使逆变器重启动来进行加速或减速的情况。如此一来，能解决车辆从惯性运行使逆变器重 启动来进行加速或减速的情况下的上述问题。
[0133] 在上述的实施例中以铁道车辆为例进行了说明，但本发明能运用在与抑制交流输 出电压的失真来提升电动机效率的技术相关的逆变器装置中。为此，并不限于铁道车辆，是 不问【技术领域】而在逆变器装置全面有用的技术。
【权利要求】
1. 一种逆变器装置，具备3相的将2个开关元件串联连接且连接点成为交流输出的开 关电路，将直流电压变换成3相交流电压，该逆变器装置的特征在于， 所述逆变器装置具备同步控制模式，在该同步控制模式下，在与交流电压的相位指令 对应的给定相位区域，按照所述交流电压的振幅指令来对1相的开关元件进行接通断开控 制，在所述给定相位区域，使其它2相的开关元件保持在接通或断开的状态。
2. 根据权利要求1所述的逆变器装置，其特征在于， 在所述同步控制模式下，将1相的开关元件进行接通断开控制的相位区域设定为包含 交流电压基波的极大值或极小值的相位区域。
3. 根据权利要求2所述的逆变器装置，其特征在于， 在所述同步控制模式下，在将交流电压1周期设为360度时，将1相的开关元件进行接 通断开控制的相位区域设定为6等分1周期而得到的每60度的区域。
4. 根据权利要求2所述的逆变器装置，其特征在于， 在所述同步控制模式下，在将交流电压1周期设为360度时，将所述1相的开关元件进 行接通断开控制的相位区域设定为比6等分1周期而得到的每60度的区域窄的相位区域。
5. 根据权利要求1?4中任一项所述的逆变器装置，其特征在于， 在所述同步控制模式下，能通过调整对1相的开关元件进行接通断开控制的所述相位 区域中的接通状态以及断开状态的间隔来将交流电压从零调整到最大电压。
6. 根据权利要求1?5中任一项所述的逆变器装置，其特征在于， 在输出电压基波的频率低的区域，以非同步地产生载波和调制波的非同步模式进行控 制， 在输出电压基波的频率高的区域，以在输出电压基波的1周期内输出1脉冲的1脉冲 模式进行控制， 在输出电压基波的频率为所述非同步模式和1脉冲模式之间的区域，以所述同步控制 模式进行控制。
7. 根据权利要求3所述的逆变器装置，其特征在于， 所述逆变器装置的3相交流电压提供给驱动车辆的电动机， 在所述车辆在行驶中停止所述逆变器装置的开关而进行惯性行驶后，使所述逆变器装 置重启动而使所述车辆进行加速或减速的情况下，在所述同步控制模式下逐渐地使给所述 电动机的交流电压增加。
8. -种铁道车辆，其特征在于，具备： 权利要求1?7中任一项所述的逆变器装置； 向该逆变器装置提供直流电压的平滑电容器；和 通过该逆变器装置所输出的3相交流电力来驱动的交流电动机， 所述铁道车辆通过所述交流电动机驱动车轮来行驶。
9. 一种逆变器控制装置，具备3相的将2个开关元件串联连接且连接点成为交流输出 的开关电路，将直流电压变换成3相交流电压，该逆变器控制装置的特征在于， 所述逆变器控制装置具备同步控制模式，在该同步控制模式下输出选通驱动指令，该 选通驱动指令用于，在与交流电压的相位指令对应的给定相位区域，按照所述交流电压的 振幅指令来对1相的开关元件进行接通断开控制，在所述给定相位区域，将其它2相的开关 元件保持在接通或断开的状态。
10. 根据权利要求9所述的逆变器控制装置，其特征在于， 在所述同步控制模式下，将1相的开关元件进行接通断开控制的相位区域设定为包含 交流电压基波的极大值或极小值的相位区域。
11. 根据权利要求10所述的逆变器控制装置，其特征在于， 在所述同步控制模式下，在将交流电压1周期设为360度时，将1相的开关元件进行接 通断开控制的相位区域设定为6等分1周期而得到的每60度的区域。
12. 根据权利要求10所述的逆变器控制装置，其特征在于， 在所述同步控制模式下，在将交流电压1周期设为360度时，将所述1相的开关元件进 行接通断开控制的相位区域设定为比6等分1周期而得到的每60度的区域窄的相位区域。
13. 根据权利要求9?12中任一项所述的逆变器控制装置，其特征在于， 在所述同步控制模式下，能通过调整对1相的开关元件进行接通断开控制的所述相位 区域中的接通状态以及断开状态的间隔来将交流电压从零调整到最大电压。
14. 根据权利要求9?13中任一项所述的逆变器控制装置，其特征在于， 在输出电压基波的频率低的区域，以非同步地产生载波和调制波的非同步模式进行控 制， 在输出电压基波的频率高的区域，以在输出电压基波的1周期内输出1脉冲的1脉冲 模式进行控制， 在输出电压基波的频率为所述非同步模式和1脉冲模式之间的区域，以所述同步控制 模式进行控制。
15. 根据权利要求11所述的逆变器控制装置，其特征在于， 所述逆变器装置的3相交流电压提供给驱动车辆的电动机， 在所述车辆在行驶中停止所述逆变器装置的开关而进行惯性行驶后，使所述逆变器装 置重启动而进行所述车辆的加速或减速的情况下，在所述同步控制模式下逐渐地使给所述 电动机的交流电压增加。
【文档编号】H02M7/48GK104104250SQ201410132214
【公开日】2014年10月15日 申请日期:2014年4月2日 优先权日:2013年4月5日
【发明者】立原周一, 铃木优人, 森祐挥 申请人:株式会社日立制作所