一种反激式开关电源电路的制作方法与工艺

本发明涉及开关电源领域，特别涉及高可靠性的交流变直流开关电源电路。

背景技术：
工业与民用需要把各种电网的交流电压变成隔离的直流，极为传统的方法是使用体积大的工频变压器，将市电转换成低压交流电，再整流滤波成直流电，然后经线性稳压电路得到较为纯净的直流电，这个方法的变换效率低，体积大、功率因数也比较低。上世纪六十年代出现的开关电源较好地解决了这一问题，如目前较好的电源，使用BOOST的PFC(PowerFactorCorrection)电路加上LLC变换器(LLCresonantconverter)，可以让功率因数在0.95以上，并且变换效率可以高达96%，电路拓扑复杂，成本高，用在大功率场合才有优势。对于输入功率在75W以下的开关电源，反激式(Flyback)开关电源具有迷人的优势，电路拓扑简单，输入电压范围宽。由于元件少，电路的可靠性相对就高，所以得到广泛的应用，常见的拓扑如图1所示，该图来自张兴柱博士所著的书号为ISBN978-7-5083-9015-4的《开关电源功率变换器拓扑与设计》第60页。由整流桥101，以及滤波电路200、基本反激拓扑单元电路300组成，实用的电路在整流桥前还加有EMI(ElectromagneticInterference)等保护电路，以确保反激开关电源的电磁兼容性达到使用要求。整流桥101一般由四个整流二极管组成，申请号201210056555.9的授权发明说明书中的图4-1、图4-2、图4-3给出了整流桥的几种公知画法；滤波电路200一般由电解电容CL构成，为了EMI性能更出色，一般在电解电容CL两端还会并联一个高频特性好的高压小容量电容；基本反激拓扑单元电路300包括很多器件，这里只列出功率变压器B，主功率开关管V，一般为MOS管，输出整流二极管D，输出滤波电容C，反激拓扑中的功率变压器B事实上是储能电感，基本反激拓扑单元电路300以下简称为反激电路，以300表示，其实它还包括很多电路，如用于吸收MOS管反峰电压的DCR电路，PWM控制电路，光耦反馈电路，甚至有源钳位电路，甚至是双管反激电路。随着工业领域中智能化系统的推广，小功率反激式开关电源向各个领域渗透，小功率反激式开关电源的不足之处也体现出来，正因为反激式开关电源使用电解电容CL，该电解电容限制了图1反激式开关电源的用途，众所周知，这里的电容C使用400V耐压的电解电容，而耐压大于250V的电解电容，其低温一般只能工作到-25℃。即在-40℃的环境下，如东北三省、新彊、以及高纬度的国家与地区，小功率反激式开关电源的使用变得棘手，当然，可以使用如CBB这种CBB薄膜电容来滤波，但体积过大，且成本过高。针对此，2012年下半年，日本红宝石电解电容生产厂全球首家推出能工作在-40℃环境下的电解电容，以满足市场需要，但是这种电容由于研发时间短，上市时间也短，其品质有待市场检验，品种少，其产品在全球有专利保护，其它电解厂家生产困难，对于开关电源生产厂，其采购也困难。解决这一问题，也有方法，如采用填谷式功率因数校正电路，简称填谷电路，填谷电路是由斯宾格勒(Spangler)于1988年提出的，参见图2中201部分，其中电容C1和电容C2性能参数相同，一般采用相同型号的电容即可，当然，不同型号的，其容量大体相同，即容量相差不足20%也可工作，这种情况也视为电容的性能参数相同；二极管D1和二极管D2的性能参数相同。其原理为：首次通电以后，当输入的交流电压接近峰值时，对电容C1、电容C2充电，即当交流电压UAC经整流桥101后，从整流桥101的正极输出端(图中标+)输出，电流经电容C1、二极管D3、电容C2返回整流桥101的负极输出端(图中的-)，实现对电容C1、电容C2的充电。在放电时，电容C1和电容C2是等效并联放电，即电容C1的放电电流经负载300、二极管D1回到电容C1的负极，同时，电容C2的放电电流经二极管D2、负载300流回到电容C2的负极。图2中，当负载300由开关电源换为纯阻性负载时，W点的工作波形，即负载300的工作电压波形，如图3所示，以输入电压UAC为220V交流有效值为例，其中T为交流电的周期，为20mS。图3中虚线为整流桥101后无任何滤波电路的电压波形，是脉动直流电，最低工作电压为零伏。填谷电路201就是把脉动直流电中接近零伏的波谷填上，图2中，由电容C1和电容C2等效并联放电完成了这一功能，填谷电路因此而得名。电容C1和电容C2的耐压降为图1中的一半，这样可以采用200V耐压的电解电容，而200V耐压的电解电容很普遍，我国的电解电容生产厂的产品质量满足要求。这种利用填谷电路来使用低压电解电容的方法、思路未见有其它文献公开，本申请作为背景技术来用，很可能是首次公开，鉴于创造性可能存在不足，并没有另文申请专利加以保护。填谷电路在之前应用极广，即使在现在，这个电路在75W以下的产品中，其低成本解决方案是很有潜力的，原始的填谷电路方案已在这方面应用了很多年。它是一个不容忽视的、比较好的、廉价的、实用有效的解决方案，同时可以改善开关电源的功率因数。现有的填谷电路能工作在-40℃低温下，但基于填谷电路的小功率反激式开关电源缺点也很明显，参见图2，有以下二点：1、EMI性能差参见图2，当输入的交流输入电压低于最大峰值的一半时，电容C1和电容C2是等效并联放电的，对后级的反激电路300供电，这时反激电路300产生的高频纹波电流被电容C1和电容C2等效并联吸收；而在其它时间，即当输入的交流输入电压高于最大峰值的一半时，二极管D1和D2是处于截止状态，这时反激电路300产生的高频纹波电流无法被电容C1和电容C2吸收，只能通过交流电供电设备的内阻来吸收，由于环路大，高频纹波电流的回路长，高频损耗也大，电路的EMI性能极差。2、保护性能差参见图2，当输入的交流输入电压低于最大峰值的一半时，电容C1和电容C2是等效并联放电的，对后级的反激电路300供电，而在其它时间，即当输入的交流输入电压高于最大峰值的一半时，二极管D1和D2处于截止状态，而二极管D3也只在交流输入电压达峰值时才正向导通，在很长的时间中，电容C1和C2不参与工作，即在交流电供电网络中，若存在残留的浪涌电压(浪涌电压上升沿较快，压敏电阻、气体放电管都存在微秒级的启动时间，来不及吸收)，极易损坏后级的开关电源等。而传统的低功率因数的普通整流滤波电路，由于采用了电解电容滤波，电解电容的容量较大，端电压无法突变，残留的浪涌电压容易被电解电容吸收、钳位，从而保护了后级的开关电源电路等。为解决上述第1点的问题，即后级的反激电路300产生的高频纹波电流无法充分吸收的问题，现行常见的做法是在后级反激电路300的前端直接并联一个高频、高压的小电容，如图4所示的电容CL，起到一定滤波作用，这也对浪涌电压有一定的保护作用，由于容量较小，作用很小。在已公开资料，如《电源技术应用》2009年第8期的论文《基于填谷电路的恒流式LED高压驱动电源的设计》中，就是并上电容C5，其容量耐压为100n/400V，即为0.1uF/400V电容，该文章编号：0219-2713(2009)08—0027—05，作者为沙占友、马洪涛；2011年5月中国申请号：201120178756.7的《高功率因数填谷电路》中的C3；2012年5月美国公开号US2013207567的《Boostconverterassistedvalley-fillpowerfactorcorrectioncircuit》中的电容117；2012年7月中国申请号：201210246771.X的《高功率因数的LED电源》中的电容C4；2012年7月中国申请号：201210266444.0的《LED供电电路》中的电容C5；以上资料分别记作现有1至现有5文件；如上资料记载的技术方案都是采用这种方法，即在反激开关电源电路这个后级负载的两端直接并联一个高频、高压的小电容，其等效于图4中的电容CL。电容CL的取值方法是：在开关电源的工作频率下，其容抗小于交流输入最低电压下的反激电路300的等效输入直流阻抗的十分之一，大于反激开关电源电路中变压器功率绕组直流阻抗和主功率管Rds(ON)以及电流检测电阻之和。并联电容CL的不足之处是，电容CL的工作电压高；电容CL的容量取大了，由于存在滤波作用，使得图4示出的传统填谷电路201的功率因数(PF)下降；电容CL的容量取小了，后级的反激电路300产生的高频纹波电流吸收不明显，导致反激式开关电源电路的变换效率(η)下降，对外的差模传导干扰很大；由于电容CL要吸收高频纹波，若采用高压陶瓷电容，因高压陶瓷电容存在压电效应，工作电压越高，容量就越小，需要用容量很大的高压陶瓷电容，成本高、体积大，若采用类似CBB(聚丙烯电容)的高压电容，同样，成本高，体积更大。关键是，与不用填谷电路的整流滤波电路中的专职滤波电解电容相比，电容CL由于容量小，对浪涌电压的吸收效果并不理想，包括上述文献的现有技术方案中，采用填谷电路制作、生产的各种开关电源及LED灯驱动电源，尽管在整流桥前加入X电容，共模电感、压敏电阻、NTC热敏电阻器等，在实际使用中，经常因对浪涌电压的吸收不理想而损坏，给各个环节带来很大的损失。即采用图4这种现有的能工作在-40℃低温下的小功率反激式开关电源，并联电容CL以及在整流桥101前加入常规的EMC安全器件，电路的不足总结如下：(1)电容CL工作电压高，体积大、成本高；电容CL容量取值大，导致填谷电路的功率因数下降；容量取值小则高频纹波电流吸收不明显，难以折中。(2)对浪涌电压的吸收效果差，使用中容易损坏；(3)整流桥前需设计较复杂的附加电路，差模传导干扰度才能实现符合GB9254中CLASSB的等级，成本较高，体积大。

技术实现要素：
有鉴于此，本发明要解决现有反激式开关电源存在的不足，提供一种能工作在-40℃低温下反激式开关电源电路，电路中不存在图4中现有技术的电容CL，应用简单，对功率因数影响很小，对浪涌电压的吸收效果好，整流桥前的附加电路简单，成本低，体积小，同时差模传导干扰度符合GB9254中CLASSB的等级。本发明的目的是这样实现的，一种反激式开关电源电路，用于直接连接交流输入，包括填谷电路，及设于所述填谷电路前级的带保护功能的整流电路，以及反激电路：所述交流输入具有第一端和第二端；连接所述带保护功能的整流电路，带保护功能的整流电路包括，第一压敏电阻、负温度系数的热敏电阻、安规电容，电感、整流桥、第二压敏电阻，所述整流桥具有第一输入端、第二输入端、正极输出端和负极输出端；所述反激电路至少包括输入正和输入负两个端子，所述反激电路的输入正连接所述带保护功能的整流电路的正极输出端，所述反激电路的输入负连接所述带保护功能的整流电路的负极输出端；所述填谷电路包括，第一电容和第一二极管，所述第一电容的正极连接整流电路的正极输出端，所述第一电容的负极连接第一二极管的阴极，所述第一二极管的阳极连接整流电路的负极输出端；第二电容和第二二极管，所述第二电容的负极连接所述第一二极管的阳极，所述第二电容的正极连接所述第二二极管的阳极，所述第二二极管的阴极连接所述第一电容的正极；第三二极管，所述第三二极管的阳极连接所述第一电容的负极，所述第三二极管的阴极连接所述第二电容的正极；所述反激式开关电源电路其特征是：还包括第三电容，所述第三电容的一端与所述第一电容的负极相连，所述第三电容的另一端与所述第二电容的正极相连。所述带保护功能的整流电路的连接为：所述第一压敏电阻并联于所述交流输入的第一端和第二端之间，所述第一压敏电阻与所述交流输入的第二端的连接点还连接所述负温度系数的热敏电阻的一端，所述负温度系数的热敏电阻的另一端连接所述安规电容的一端，同时连接所述整流桥的第二输入端；所述第一压敏电阻与所述交流输入的第一端的连接点还连接所述安规电容的另一端，还连接所述电感的一端，所述电感的另一端连接所述整流桥的第一输入端；所述整流桥正极输出端和负极输出端之间并联所述第二压敏电阻。作为上述技术方案的等同方案，所述带保护功能的整流电路的另一种连接关系为：所述第一压敏电阻并联于所述交流输入的第一端和第二端之间，所述第一压敏电阻的两端为所述带保护功能的整流电路的两个可以互换的输入端，所述第一压敏电阻与所述流输入的第二端的连接点还连接所述负温度系数的热敏电阻的一端，所述负温度系数的热敏电阻的另一端连接所述安规电容的一端，还连接所述电感的一端，所述电感的另一端连接所述整流桥的第二输入端；所述第一压敏电阻与所述交流输入的第一端的连接点还连接所述安规电容的另一端，同时连接所述整流桥的第一输入端；所述整流桥正极输出端和负极输出端之间并联所述第二压敏电阻。优选地，所述第二压敏电阻的压敏电压低于所述第一压敏电阻的压敏电压。优选地，所述填谷电路，还包括第一电阻，所述第一电阻与所述的第三二极管串联，串联后形成的两端子器件替代所述的原第三二极管，并保持所述的第三二极管的电流方向不变。优选地，所述第三电容为贴片陶瓷电容。本发明还提供了一种无电解电容、高可靠性反激式开关电源电路的技术方案：优选地，所述第一电容和所述的第二电容都为无极性电容，所述第一电容和所述的第二电容分别有第一端子、第二端子，第一端子等效所述的电容正极，第二端子等效所述的电容负极。优选地，所述第一电容和所述的第二电容是贴片陶瓷电容。优选地，所述反激电路的输出滤波电容C是贴片陶瓷电容。本发明的反激式开关电源电路不仅可以工作在-40℃低温下，其它有益效果为：(1)不存在电容CL，功率因数大，全程吸收高频纹波电流，体积小、成本低；第三电容取值大不引起填谷电路的功率因数下降，且容值取值容易。(2)保护性能好，在浪涌测试中，吸收效果好，后级开关电源的残压降至安全值以下；(3)整流桥前的附加电路简单，EMI性能好，合理设计后，差模传导干扰度符合GB9254中CLASSB的等级。附图说明图1为现有的反激式开关电源用于交流变直流的原理图；图2为现有的采用填谷电路的反激式开关电源的原理图；图3为现有的填谷电路的工作电压波形图；图4为现有的填谷电路为了适配开关电源电路而并联电容CL的原理图；图5为本发明第一、第五实施例的反激式开关电源电路的原理图；图6为本发明实施例一的传导干扰度的测试结果保存图；图7为本发明第二实施例的反激式开关电源电路的原理图；图8为本发明第三实施例的反激式开关电源电路的原理图。具体实施方式第一实施例图5示出了第一实施例的反激式开关电源电路原理图，一种反激式开关电源电路，用于直接连接交流输入UAC，包括填谷电路203，及设于填谷电路前级的带保护功能的整流电路202，以及反激电路300，反激电路300与现有技术中的相同，参见图1中300的电路部分：交流输入UAC具有第一端01和第二端02；连接带保护功能的整流电路202，带保护功能的整流电路202包括两个可以互换的输入端，为图5中第一压敏电阻RV1的两端，以及正极输出端(整流桥101的VO+和第二压敏电阻RV2相连的端子)和负极输出端(整流桥101的VO-和第二压敏电阻RV2相连的端子)；反激电路300至少包括输入正和输入负两个端子，在图1中的300电路部分，功率变压器B的原边绕组NP的同名端为反激电路300的输入正，功率开关管V的源极S为反激电路300的输入负，若存在电流检测电阻，那么就是电流检测电阻不与功率开关管V的源极S相连的端子为反激电路300的输入负；反激电路300的输入正连接所述带保护功能的整流电路的正极输出端VO+，反激电路的输入负连接所述带保护功能的整流电路的负极输出端VO-；填谷电路203包括，第一电容C1和第一二极管D1，第一电容C1的正极连接整流电路的正极输出端，第一电容C1的负极连接第一二极管D1的阴极，第一二极管D1的阳极连接整流电路的负极输出端；第二电容C2和第二二极管D2，第二电容C2的负极连接第一二极管D1的阳极，第二电容C2的正极连接第二二极管D2的阳极，第二二极管D2的阴极连接第一电容C1的正极；第三二极管D3，第三二极管D3的阳极连接第一电容C1的负极，第三二极管D3的阴极连接第二电容C2的正极；反激式开关电源电路第一实施例的特征是：还包括第三电容C3，第三电容C3的一端与第一电容C1的负极相连，第三电容C3的另一端与第二电容C2的正极相连；带保护功能的整流电路202包括，第一压敏电阻RV1、负温度系数的热敏电阻NTC、安规电容C4，电感L、整流桥101、第二压敏电阻RV2，整流桥101具有第一输入端11、第二输入端12、正极输出端VO+和负极输出端VO-；带保护功能的整流电路202的连接关系为：第一压敏电阻RV1并联于交流输入的第一端01和第二端02之间，第一压敏电阻RV1的两端为带保护功能的整流电路的两个可以互换的输入端，第一压敏电阻RV1与第二端02的连接点还连接负温度系数的热敏电阻NTC的一端，负温度系数的热敏电阻NTC的另一端连接安规电容C4的一端，同时连接整流桥101的第二输入端12；第一压敏电阻RV1与交流输入的第一端01的连接点还连接安规电容C4的另一端，还连接电感L的一端，电感L的另一端连接整流桥101的第一输入端11；整流桥101正极输出端VO+和负极输出端VO-之间并联第二压敏电阻RV2。为了方便，以下第一电容C1简称为电容C1，其它相同，如第二二极管D2简称为二极管D2。带保护功能的整流电路202工作原理为：当交流输入UAC上电后，工频电压UAC的第一端01经电感L至整流桥101的输入端11，UAC的第二端02经热敏电阻NTC至整流桥101的输入端12，由整流桥101完成整流，得到脉动直流电从整流桥101正极输出端VO+和负极输出端VO-之间输出，完成整流。当交流输入UAC含有浪涌电压时，压敏电阻RV1存在一个微秒级的开启时间，在压敏电阻RV1没有来得及开启之前，浪涌电压的尖峰经过第一个RC滤波电路衰减，第一个RC滤波电路由热敏电阻NTC和电容C4组成，热敏电阻NTC在正常工作时其内阻很低，以降低插入损耗，热敏电阻NTC的内阻尽管降得很低，和电容C4组成的RC滤波电路仍有良好的积分作用，电容C4两端的残留浪涌电压，再经过电感L和电容C1和C2、C3串联形成的电容组成第二级LC滤波电路，进一步对电容C3两端的残留浪涌电压进行积分，这样，作为负载的后级反激电路300的工作电压就会被钳位，从而受到保护。电容C4选用安规电容，因为安规电容才能承受高压浪涌，其失效模式是容量减小，但不会被击穿。压敏电阻RV1没有来得及开启之前，由上述的两个滤波回路串联工作，确保后级反激电路300的端电压在安全值以内；接着，压敏电阻RV1开启，利用交流输入UAC的内阻和压敏电阻RV1自身的钳位功能，对浪涌电压进行钳位，一般直径10mm的压敏电阻可以吸收3000A的国标规定浪涌电流，再由热敏电阻NTC和压敏电阻RV2组成的限流式钳位电路进行进一步钳位，流过热敏电阻NTC的电流为：(压敏电阻RV1的实际钳位电压-压敏电阻RV2的实际钳位电压)/NTC的实际内阻；电路的设计要确保这个电流不超过热敏电阻NTC的最大冲击电流。这样经过压敏电阻RV1、热敏电阻NTC、压敏电阻RV2这种两级钳位的防浪涌电路，确保后级反激电路300的工作电压在安全值以下。注：在上述分析中，整流桥101事实上会处于导通状态，由于压降低，这里都视为其内部4个整流二极管平行导通或交叉导通，对电路的原理分析不影响。该填谷电路203的工作原理为：首次充电以后，在输入交流电压接近电压峰值时，对电容C1、电容C2及电容C3充电，即当交流电压经整流电路202后，从整流电路202的正极输出端输出，电流经电容C1、二极管D3及电容C3、电容C2返回整流电路202的负极输出端，实现对电容C1、电容C2及电容C3进行充电。因为电容C3和二极管D3是并联关系，电容C3的端电压只能充至二极管D3的正向导通压降，一般为0.45V至1.2V之间，这一过程中，二极管D1和D2是处于截止状态，电容C3是上正下负。二极管D3只在充电过程中起作用，故名充电二极管。当交流电压下降到电压峰值的一半以下时进行放电，即电容C1的放电电流经反激电路300、二极管D1回到电容C1的负极，同时，电容C2的放电电流经二极管D2、反激电路300流回到电容C2的负极。在放电时，电容C1和电容C2是等效并联放电，同时电容C1和电容C2等效并联对电容C3进行反向充电，这一过程中，二极管D1和D2处于导通状态，电容C3的上端子A(与二极管D3的阳极相连的一端)被二极管D1钳位至整流桥101的输出负极电位，电位相差一个二极管D1的导通压降，电容C3的下端子B(与二极管D3的阴极相连的另一个端子)被二极管D2钳位至整流桥101的输出正极电位，电位相差一个二极管D2的导通压降，即电容C3是上负下正，相当于电容C1和电容C2是等效并联对电容C3进行充电。二极管D1和D2在放电时是等效并联的，称为放电二极管。由上可知，无论电容C3的端电压如何变化，在填谷电路203充、放电的全过程中，并联于二极管D3两端的电容C3与电容C1、电容C2可以充分有效地滤除高频谐波成分，即采用在二极管D3的两端并联电容C3，以取代设置于反激电路300前端的高频滤波电容CL的填谷电路，实现了现有电路中设置于反激电路300前端的电容CL的高频滤波功能。残留的差模高频纹波电压，会经过整流桥101前面的电感L和电容C4组成的LC滤波电路进一步吸收，这是本发明差模传导干扰度符合GB9254中CLASSB的等级的重要电路构成；又由于电容C3在填谷电路203的充、放电过程中的工作方式为，充电过程：由二极管D3钳位于二极管的正向导通压降，电容C3的端电压是上正下负；放电过程：电容C3的上端子A被二极管D1钳位至整流桥101的输出负极电位，电位相差一个二极管D1的导通压降，电容C3的下端子B被二极管D2钳位至整流桥101的输出正极电位，电位相差一个二极管D2的导通压降，即电容C3的端电压是上负下正。由于电容C3在极性翻转的工作模式所消耗的电能是由电容C1和电容C2放电所得，不直接对后级反激电路300放电，而不同于现有技术中电容CL那样，成为直接对后级反激电路300放电的滤波电容，所以本发明的填谷电路203提高了功率因数。由于电容C3并联于二极管D3的两端，在填谷电路203的充、放电全过程中，分别被二极管D1、D2、D3钳位，而无需直接承受全电压(输入脉动直流电的峰值电压，等于输入交流电有效值的根号2倍)。钳位后电容C3可能承受的最高电压等于电容C1或电容C2的最高电压，即为输入脉动直流电的峰值电压的一半，电容C3可直接采用耐压值为输入脉动直流电的峰值电压的一半以上的电容，就完全能满足该填谷电路203的安全可靠性要求。相对于现有电路中电容CL，电容C3的耐压值降低了一半。电容的耐压值降低一半，扩展了电容器件的选型范围，体积也大幅度缩小，增加了器件采购的便利性，并可降低采购成本，还有利于降低电子元器件的电气参数离散性对实际电路的影响。因电容器件的体积也大大减小，更利于电路产品小型化设计的实现。现以220VAC转12VDC/5W的反激式开关电源为例，通过实测的数据来说明本发明的效果：样机一：整流后采用现有的图4所示填谷电路，整流桥101为1N4007四只组成，电容C1和C2为4.7uF/250V电解电容，二极管D1至D3为1N4007；电容CL为0.22uF/400V，选用了CBB薄膜电容；体积为18mm×14.5mm×8.5mm；EMI保护电路采用背景技术提及的各种电路；分别记着现有1至现有5。样机二：整流后采用本发明第一实施例的反激式开关电源电路，见图5，整流桥101为1N4007四只组成，电容C1和C2为4.7uF/250V电解电容，二极管D1至D3为1N4007；电容C3为0.22uF/200V封装为1812标准贴片电容，尺寸为4.5mm×3.2mm，厚度仅为1.8mm。压敏电阻RV1为10D471、热敏电阻NTC为18D-9、压敏电阻RV2为7D431，电容C4为104/275VAC的安规电容，电感L为1.2mH/500mA的工字型插件电感。反激电路300采用NCP1015作为主控IC的5W拓扑电源，电路的具体参数在NCP1015生产商的官方网站的技术手册上有推荐，这里不再赘述。经在同一测试条件下进行测试，测试所用的流涌发生器为EMS61000-5B，电压为2000V，分四个相位，分别为0°、90°、180°、270°，每个相位分正负叠加各十次，共80次；传导干扰度使用了PMM7000测试仪，得出如下的现有技术与本发明反激式开关电源电路的测试对比表：现有技术与本发明反激式开关电源电路的测试数据对比表本发明实施例一的传导干扰度的测试结果见图6，峰值只在500KHz至1MHz之间有超标，这是国标允许的，而平均值都在限值以下。可见，本发明确实可以解决现有技术中的问题，以较小的元件、成本获得想要的有益效果。第二实施例图7示出了第二实施例的反激式开关电源电路原理图，一种反激式开关电源电路，用于直接连接交流输入UAC，包括填谷电路203，及设于填谷电路前级的带保护功能的整流电路202，交流输入UAC具有第一端01和第二端02，连接带保护功能的整流电路202，带保护功能的整流电路202包括两个可以互换的输入端，为图7中第一压敏电阻RV1的两端，以及正极输出端(整流桥101的VO+和第二压敏电阻RV2相连的端子)和负极输出端(整流桥101的VO-和第二压敏电阻RV2相连的端子)；填谷电路203的电路连接关系和第一实施例相同，这里不再赘述；带保护功能的整流电路202采用了技术方案中的等同技术方案，与第一实施例的连接关系不同，其连接关系为：第一压敏电阻RV1并联于交流输入的第一端01和第二端02之间，第一压敏电阻RV1的两端为带保护功能的整流电路202的两个可以互换的输入端，第一压敏电阻RV1与第二端02的连接点还连接负温度系数的热敏电阻NTC的一端，负温度系数的热敏电阻NTC的另一端连接安规电容C4的一端，还连接电感L的一端，电感L的另一端连接整流桥101的第二输入端12；第一压敏电阻RV1与交流输入的第一端01的连接点还连接安规电容C4的另一端，同时连接整流桥101的第一输入端11；整流桥101正极输出端VO+和负极输出端VO-之间并联第二压敏电阻RV2。第二实施例的工作原理和第一实施例的完全相同，实际测试结果和第一实施例的也完全相同。可见，本发明确实可以解决现有技术中的的问题，以较小的元件、成本获得想要的有益效果。第三实施例图8示出了第三实施例的反激式开关电源电路原理图，一种反激式开关电源电路，用于直接连接交流输入UAC，包括填谷电路203’，及设于填谷电路前级的带保护功能的整流电路202，交流输入UAC具有第一端01和第二端02，连接带保护功能的整流电路202，带保护功能的整流电路202包括两个可以互换的输入端，为图8中第一压敏电阻RV1的两端，以及正极输出端(整流桥101的VO+和第二压敏电阻RV2相连的端子)和负极输出端(整流桥101的VO-和第二压敏电阻RV2相连的端子)；与第一、二实施例的不同之处在于，填谷电路203’还包括电阻R1，电阻R1与二极管D3串联形成两端子器件，该两端子器件替代第一、二实施例中的二极管D3，并保持二极管D3的电流方向不变，即充电二极管D3只在交流电接近峰值时对电容C1和C2充电的功能不变。电阻R1与二极管D3串联，电容C3并联于电阻R1与二极管D3串联后形成的两端子器件两端，与二极管D3串联的电阻R1用以改善当输入的交流电压接近峰值时的充电电流的脉宽，进一步改善本发明的功率因数。现以220VAC转12VDC/40W的反激式开关电源为例，测试所用的功率计为WT210，经在同一测试条件下进行测试，通过实测的数据来说明本发明第三实施例的效果。样机二，为实施例一中的样机二。经测试，样机二的功率因数是0.92，效率为89.3%。样机三，以样机二为基础，另外在二极管D3中串入一只10欧的电阻R1制成实施例三中填谷电路203’的样机，功率为3W。测试得出，样机三的功率因数从样机二测得的0.92上升至0.925。第四实施例事实上，对于特殊的环境中，如-40℃的低温下，由于能工作在-40℃的低温的电解电容难以获得，且可靠性很低，电容C1和C2可以采用无极性的电容替代，应用在小功率的电源系统中。第四实施例就是这种方案，把图5中电容C1和C2采用CBB薄膜电容，对于5W的开关电源，采用2.2uF/250V的电容，并联放电时，等效容量为4.4uF。在应用时，要先定义好电容C1和C2的端子，如，第四实施例中电容C1第一端子对应图5中电容C1的正极，电容C1第二端子对应电容C1的负极，同样，电容C2第一端子对应图5中电容C2的正极，电容C2第二端子对应电容C2的负极，这样来实施本发明，其他连接关系同第一实施例。此时，正、负极代表符号，仅用于区分无极性电容的第一、第二端子，以便区分无极性电容的第一、第二端子在电路中的连接关系并正确连接。同样，把反激电路300中输出滤波电容C3换成低压贴片陶瓷电容，第四实施例中，我们做成了一系列产品，输出为5V/1A的型号，选用了SB5100作为整流管，电容C3选用100uF/10V的贴片陶瓷电容；输出为12V/0.416A的型号，选用了SB3100作为整流管，电容C3选用33uF/16V的贴片陶瓷电容；输出为24V/0.208A的型号，选用了SB3100作为整流管，电容C3选用33uF/16V的贴片陶瓷电容；选用了1A/200V的整流管，电容C3选用10uF/25V的贴片陶瓷电容，都实现了发明目的。第五实施例前面说过，可以工作在-40℃的环境下的低压电解电容很普及，可靠性也高，特别是固态铝电解电容，寿命极长，低温下可靠性高，所以，输出滤波电容C3用电解电容同样是可以实现一种无电解电容、高可靠性反激式开关电源电路的技术方案。无电解电容方案一般泛指高压滤波电路中的电解电容。带来的有益效果是，实现了反激式开关电源电路和产品无电解电容，电路和产品实现了高可靠性；不用担心电解电容在低温下因密封胶塞(皮头)变硬变脆失去弹性，而引发漏液，进而让母系统的设备无法正常工作。同样，为了实现体积进一步减小，在第四实施例基础上，电容C1和C2采用贴片陶瓷电容，换去体积较大CBB薄膜电容，电容C1和C2换为2.2uF/200V的贴片陶瓷电容，同样实现发明目的，这是第五实施例，由于换为贴片陶瓷电容，当输入为220VAC时，电容C1和C2的端电压最高值实测为154V，贴片陶瓷电容的压电效应让其容量已大幅下降，所以采用2.2uF/200V的贴片陶瓷电容作为填谷电路203的电容，采用相同的电参数，输出功率从5W降至3W，输出电压波纹才得到保障。同样，在图7、图8的电路中，采用电容C1和C2可以采用无极性的电容替代，同样实现发明目的。以上仅是本发明的优选实施方式，应当指出的是，上述优选实施方式不应视为对本发明的限制。对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明的精神和范围内，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围，这里不再用实施例赘述，如在本发明的填谷电路的外围进一步增设压敏电阻、热敏电阻、安规电容和电感，反激电路采用双管反激等，本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。