抑制开关电容dc-dc变换器混沌的基准电压调整电路的制作方法
【专利摘要】本发明公开了一种抑制开关电容DC-DC变换器混沌的基准电压调整电路，主要解决这种变换器输出电压不稳定的问题。该调整电路是由两个运算放大器U2、U3及外围电阻R5、R6、R7、R8、R9、R10、R11、R12构成的两个级联的差分比例运算放大器，其两个输入端A、B分别与变换器的输出电压VOUT和基准电压源VREF相连，输出端C与变换器的电压反馈回路相连。通过合理设定外围电阻阻值的阻值，及调整反馈电阻R7与输入端R5的比值，可在输出端C得到调整后的基准电压VREF1，以控制变换器的可变电阻值，使变换器的输出电压稳定。本发明能有效抑制开关电容DC-DC变换器中的混沌现象，提高电压转换效率。
【专利说明】抑制开关电容DC-DC变换器混巧的基准电压调整电路
【技术领域】
[0001] 本发明属于电子电路【技术领域】，涉及稳压电源电路，可用于抑制开关电容DC-DC 变换器的混沛现象。
【背景技术】
[0002] 随着人们对小型化、高转换效率、低成本的电源管理系统的需求的不断增长，作为 电感式DC-DC变换器的一种替代，开关电容型DC-DC变换器获得了发展动力，广泛应用于单 电源供电的便携式设备中。开关电容DC-DC变换器用一些电容和一组开关来替代电磁线 圈，该使得将整个变换器制作在单个芯片上成为可能。在开关电容DC-DC中，为了得到稳定 的输出电压，变换器需要反馈系统对其进行控制，有两种控制方式：一种称为线性模式，即 通过控制电路中可调电阻的阻值的大小，来控制充放电电流的大小，从而稳定输出电压；另 一种称为跳周期模式也称为skip模式，即通过控制占空比的大小来稳定输出电压。
[000引图1显示了线性模式开关电容DC-DC变换器的电路图，该电路主要由可调电阻Ri, 运算放大器Ui，基准电压源Vcw,振荡器0SC，跨接电容输出电容C2,第一低压NMOS管Mi W及第二低压NMOS管Ms构成。线性模式开关电容DC-DC通过控制可调电阻Ri的大小从而 控制传输到输出电容Cs上的电流，W稳定输出电压VwT。
[0004] 线性模式开关电容DC-DC变换器电路单个周期的工作可分为充电和能量传输两 个阶段：充电阶段，DC-DC变换器中的第一低压NMOS管Mi导通第二低压NMOS管Ms截止，跨 接电容Cl被DC-DC变换器的输入Viw充电；能量传输阶段，DC-DC变换器中的第二低压NMOS 管导通第一低压NMOS管Mi截止，跨接电容Cl向输出电容Cs放电。在电路的工作过程 中，当电源电压或负载电流变化时，通过反馈环路控制运放来调节Ri的值，从而稳定输出电 压。然而，由于开关电容DC-DC变换器含有开关元件，是一种强非线性系统，在一定的反馈 条件下，开关电容DC-DC变换器会呈现丰富的非线性动力学行为，使系统处于混沛状态，易 造成H方面的缺陷；一是输出不稳定且难W预测，如图2所示，从图2可见输出电压变化范 围大且变化无规律；二是电路性能恶化；H是电压转换效率降低。
[0005] 已有研究表明对于电感型DC-DC变换器可采用状态变量延迟反馈控制方式或应 用自适应斜坡补偿控制策略等抑制其混沛现象，但却没有给出如何抑制开关电容DC-DC变 换器混沛现象的具体实施方案。
【发明内容】
[000引本发明的目的在于针对现有线性开关电容DC-DC变换器出现混沛现象的问题，提 出一种抑制线性开关电容DC-DC变换器混沛现象的基准电压调整电路，W对处于混沛状态 的变换器进行控制，提高电压转换效率。
[0007] 为实现上述目的，本发明包括两个级联的差分比例运算放大器；第一差分比例运 算放大器由第一运算放大器化及外围的第一正向端电阻Rg、第一负向端电阻Re、第一反馈 电阻馬、第一分压电阻Rs组成；第二差分比例运算放大器由第二运算放大&及外围的第二 正向端电阻Rg第二负向端电阻Rl。、第二反馈电阻Rll、第二分压电阻Ri2组成，其特征在于：
[0008] 第一正向端电阻Rs与第一负向端电阻Re的阻值相同，第一反馈电阻馬与第一分 压电阻Rs的阻值相同，第一正向端电阻馬与第一反馈电阻的Rs阻值的比值在0?1之间 调整；第二正向端电阻R9、第二负向端电阻Ri。、第二反馈电阻Rii和第二分压电阻Ri2阻值相 同；
[0009] 通过调节第一反馈电阻R,与第一的正向端电阻Rs阻值的比值，使得开关电容 DC-DC变换器输出稳定的电压。
[0010] 上述基准电压调准电路，其特征在于：
[0011] 第一正向端电阻Rs,其一端连接DC-DC变换器的输出Vdut,另一端连接第一运算放 大器U,的正向输入端，用于控制第一运算放大器U,的输入输出比例，其值的大小为千欧姆 级；
[0012] 第一负向端电阻Re,其一端连接基准电压源Vkep,另一端连接第一运算放大器&的 负向输入端，用于控制第一运算放大器U,的输入输出比例，该负向端电阻Re的值与第一正 向端电阻Rs的值相同；
[0013] 第一反馈电阻馬，其一端连接第一运算放大器&的正向输入端，另一端连接运算 放大器U2的输出端Vi,用于控制第一运算放大器U2的输入输出比例，第一反馈电阻R,与第 一正向端电阻Rs的比值范围为0?1 ;
[0014] 第一分压电阻Rs,其一端连接第一运算放大器的负输入端，另一端接地，用于控制 第一运算放大器&的输入输出比例，该分压电阻Rs的值与第一反馈电阻R,的值相同。
[0015] 上述基准电压调准电路，其特征在于：
[0016] 第二正向端电阻Rg,其一端连接第一运算放大器U2的输出端Vi,另一端连接第二 运算放大器&的正输入端，用于控制第二运算放大器&的输入输出比例，其值的大小为千 欧姆级；
[0017] 第二负向端电阻Ri。，其一端连接基准电压源Vkep,另一端连接第二运算放大器& 的负向输入端，用于控制第二运算放大器&的输入输出比例，该负向端电阻Ri。的值与第二 正向端电阻Rg的值相同；
[0018] 第二反馈电阻Ru,其一端连接第二运算放大器&的正向输入端，另一端连接第二 运算放大器&的输出端Vcwi,用于控制第二运算放大器&的输入输出比例，该反馈电阻Rii 的值与第二正向端电阻Rg的值相同；
[0019] 第二分压电阻Ri2,其一端连接第二运算放大器&的负向输入端，另一端接地，用 于控制第二运算放大器&的输入输出比例，该分压电阻Ri2的值与第二正向端电阻Rg的值 相同；
[0020] 第二运算放大器&，其输出端连接到DC-DC变换器的比较器Ui的负向输入端，用 于控制其可变电阻Ri的阻值。
[0021] 本发明与现有技术相比具有W下优点：
[0022] 本发明由于在基准电压调整电路合理设置电阻参数，即设置第一正向端电阻咕的 阻值与第一负向端的Re的阻值相同，第一反馈电阻馬的阻值与第一分压电阻Rs的阻值相 同，第二正向端电阻Rs的阻值，第二负向端电阻而。的阻值，第二反馈电阻Rii的阻值W及第 二分压电阻Ri2的阻值相等，故可通过设定第一反馈电阻馬与第一正向端电阻Rs的阻值的 比值，使得当VauT的值大于V时，V胃的值增加，故Ri的值增加，Cs上的电压减小，从而使 Voit的值减小；当Vwt的值小于Vcw时，使V胃的值减小，Ri的值减小，〔2上的电压增加，从 而使Vwt的值增加，据此来稳定输出电压Vdut。
【专利附图】
【附图说明】
[002引图1是传统的线性模式开关电容DC-DC变换器的电路图；
[0024] 图2是传统的线性模式开关电容DC-DC变换器的输出端的波形图；
[0025] 图3是本发明的电路原理图；
[0026] 图4是本发明应用在开关电容DC-DC变换器中的实例图；
[0027] 图5是应用了本发明的线性模式开关电容DC-DC变换器的输出端的波形图。
【具体实施方式】
[0028] W下结合附图及其实施例对本发明作进一步描述。
[0029] 参照图3,本发明由两个级联的差分比例运算放大器组成，其设有两个输入端A、 B，一个输出端C。其中；第一差分比例运算放大器由第一运算放大器&及外围的第一正向 端电阻Rs、第一负向端电阻Re、第一反馈电阻馬、第一分压电阻Rs组成；第二差分比例运算 放大器由第二运算放大&及外围的第二正向端电阻Rg、第二负向端电阻Ri。、第二反馈电阻 Rii、第二分压电阻Ri2组成，第二运算放大器的输出端为本发明电路的输出端C。
[0030] 所述第一正向端电阻Rs与第一负向端电阻Re的阻值相同，第一反馈电阻馬与第 一分压电阻Rs的阻值相同，第一正向端电阻馬与第一反馈电阻的Rs阻值的比值在0?1 之间调整；该第一正向端电阻咕的一端作为本发明的正输入端A，另一端连接第一运算放 大器U,的正向输入端，用于控制第一运算放大器U,的输入输出比例，其值的大小为千欧姆 级，本实例取值为IOKQ但不局限IOKQ ;
[0031] 所述第一负向端电阻Re,其一端连接基准电压源AW，并作为本发明电路的负输入 端B，另一端连接第一运算放大器U,的负向输入端，用于控制第一运算放大器U,的输入输 出比例，该负向端电阻Re的值与第一正向端电阻Rs的值相同；
[0032] 所述第一反馈电阻馬，其一端连接第一运算放大器&的正向输入端，另一端连接 运算放大器&的输出端Vi,用于控制第一运算放大器&的输入输出比例，第一反馈电阻R, 与第一正向端电阻Rg的比值范围为0?1，本实例取0. 665但不局限于0. 665 ;
[0033] 所述第一分压电阻Rs,其一端连接第一运算放大器的负输入端，另一端接地，用于 控制第一运算放大器U,的输入输出比例，该分压电阻R,的值与第一反馈电阻R,的值相同。
[0034] 所述第二正向端电阻R9、第二负向端电阻Ri。、第二反馈电阻Ru和第二分压电阻Ri2 阻值相同；
[00巧]该第二正向端电阻Rg,其一端连接第一运算放大器U2的输出端Vi,另一端连接第 二运算放大器&的正输入端，用于控制第二运算放大器&的输入输出比例，第二正向端电 阻Rg的大小为千欧姆级，本实例取化Q但不局限化Q ;
[0036] 所述第二负向端电阻Ri。，其一端连接基准电压源Vcw,另一端连接第二运算放大器 Ug的负向输入端，用于控制第二运算放大器Ug的输入输出比例，该负向端电阻Rici的值与第 二正向端电阻Rg的值相同；
[0037] 所述第二反馈电阻R。，其一端连接第二运算放大器&的正向输入端，另一端连接 第二运算放大器&的输出端Vcm,用于控制第二运算放大器的输入输出比例，该反馈电阻 Ru的值与第二正向端电阻Rg的值相同；
[0038] 所述第二分压电阻Ri2,其一端连接第二运算放大器&的负向输入端，另一端接 地，用于控制第二运算放大器&的输入输出比例，该分压电阻Ri2的值与第二正向端电阻Rg 的值相同。
[0039] 所述第一运算放大器&与第二运算放大器&采用LM301但不不局限于LM301型 号。
[0040] W下结合图4对本发明的工作原理做详细描述：
[0041] 图4为加入本发明电路的开关电容DC-DC变换器，该DC-DC变换器由可调电阻Ri, 运算放大器Ui,基准电压源Vcw,振荡器0SC，跨接电容Cl，输出电容Cs，第一低压NMOS管Ml， 第二低压NMOS管M2 W及本发明电路构成。
[0042] 线性模式开关电容DC-DC变换器电路单个周期的工作可分为充电和能量传输两 个阶段。其中，在充电阶段，DC-DC变换器中的第一低压NMOS管Mi导通第二低压NMOS管Ms 截止，跨接电容Cl被开关电容DC-DC变换器的输入Viw充电；在能量传输阶段，DC-DC变换 器中的第二低压NMOS管Ms导通第一低压NMOS管Mi截止，跨接电容Cl向输出电容Cs放电。 本发明的正输入端A与DC-DC转换器的输出Vwt相连，负输入端B与基准电压源Vcw相连， 输出端C输出调整后的基准电压Vcwi用来控制DC-DC变换器的可调电阻Ri的值。
[0043] 在电路的工作过程中，当电源电压或负载电流变化时，通过比较其输出电压Vwt与 基准电压源Vcw的大小来调节可变电阻器Ri的值，从而稳定输出电压。然而，由于开关电容 DC-DC变换器含有开关元件，是一种强非线性系统，在一定的反馈条件下，开关电容DC-DC 变换器会呈现丰富的非线性动力学行为，使系统处于混沛状态，输出不稳定，电路性能下 降。接入本发明电路后，输出端C输出调整后的基准电压Vcwi,此电压与固定的基准电压源 Vcw不同，其值会随DC-DC变换器的输出电压Vwt的值变化，通过合理设置基准电压调整电 路电阻参数，即设置第一正向端电阻Rg的阻值与第一负向端的Re的阻值相同，第一反馈电 阻馬的阻值与第一分压电阻Rs的阻值相同，第二正向端电阻Rs的阻值，第二负向端电阻而。 的阻值，第二反馈电阻Rii的阻值W及第二分压电阻R。的阻值相等，使得：
[0044] 第一差分比例运算电路的输入电压为Vwt和AW时，输出电压Vi的值为：
[0045] V1 = - ( Vref - Vout) 1)
[004引第二差分比例运算电路的输入电压为Vi和V时，输出电压Vi的值为：
[0047] Vrefi = Vref -Vi = Vref--(Vref-Vout) 2) Rs
[004引即输出电压Vwt增大时，调整后的基准电压Vi增大，输出电压Vcxit减小时，调整 后的基准电压Vkepi减小，从而抑制了开关电容DC-DC变换器中的混沛现象，使系统的输出电 压Vdut稳定。
[0049] 图5显示了加入所发明电路之后的开关电容DC-DC变换器的输出端的波形图。
[0050] 由图5可见，加入本发明电路后的DC-DC变换器的输出电压稳定。
[005。 将图5与图2所示的未加入本发明电路的DC-DC变换器的输出电压对比，可看出 本发明抑制了 DC-DC变换器的混沛现象，使得系统性能稳定。
[0052] W上仅是本发明的一个最佳实例，不构成对本发明的任何限制，显然在本发明的 构思下，可W对其电路进行不同的变更与改进，但该些均在本发明的保护之列。
【权利要求】
1. 一种抑制开关电容DC-DC变换器混沌现象的基准电压调整电路，本发明包括两个级 联的差分比例运算放大器；第一差分比例运算放大器由第一运算放大器队及外围的第一正 向端电阻R5、第一负向端电阻R6、第一反馈电阻R7、第一分压电阻R 8组成；第二差分比例运 算放大器由第二运算放大U3及外围的第二正向端电阻R9第二负向端电阻R1(l、第二反馈电 阻Rn、第二分压电阻R12组成，其特征在于： 第一正向端电阻R5与第一负向端电阻R6的阻值相同，第一反馈电阻R7与第一分压电 阻R8的阻值相同，第一正向端电阻R7与第一反馈电阻的R5阻值的比值在0?1之间调 整；第二正向端电阻R9、第二负向端电阻R10、第二反馈电阻R11和第二分压电阻R12阻值 相同； 通过调节第一反馈电阻R7与第一的正向端电阻R5阻值的比值，使得开关电容DC-DC 变换器输出稳定的电压。
2. 根据权利要求1所述的基准电压调准电路，其特征在于： 第一正向端电阻R5，其一端连接DC-DC变换器的输出V〇UT，另一端连接第一运算放大器 U2的正向输入端，用于控制第一运算放大器U2的输入输出比例，其值的大小为千欧姆级； 第一负向端电阻R6，其一端连接基准电压源VKEF，另一端连接第一运算放大器U2的负向 输入端，用于控制第一运算放大器u2的输入输出比例，该负向端电阻1?6的值与第一正向端 电阻r5的值相同； 第一反馈电阻R7，其一端连接第一运算放大器队的正向输入端，另一端连接运算放大 器112的输出端Vi，用于控制第一运算放大器U2的输入输出比例，第一反馈电阻R7与第一正 向端电阻R5的比值范围为0?1 ; 第一分压电阻r8，其一端连接第一运算放大器的负输入端，另一端接地，用于控制第一 运算放大器u2的输入输出比例，该分压电阻R8的值与第一反馈电阻R7的值相同。
3. 根据权利要求1所述的基准电压调准电路，其特征在于： 第二正向端电阻r9，其一端连接第一运算放大器u2的输出端Vi，另一端连接第二运算 放大器u3的正输入端，用于控制第二运算放大器u3的输入输出比例，其值的大小为千欧姆 级； 第二负向端电阻R1(l，其一端连接基准电压源VKEF，另一端连接第二运算放大器U3的负 向输入端，用于控制第二运算放大器u3的输入输出比例，该负向端电阻R1(l的值与第二正向 端电阻R9的值相同； 第二反馈电阻Rn，其一端连接第二运算放大器U3的正向输入端，另一端连接第二运算 放大器U3的输出端VKEF1，用于控制第二运算放大器U3的输入输出比例，该反馈电阻R n的值 与第二正向端电阻R9的值相同； 第二分压电阻R12,其一端连接第二运算放大器U3的负向输入端，另一端接地，用于控 制第二运算放大器U3的输入输出比例，该分压电阻R12的值与第二正向端电阻R9的值相 同； 第二运算放大器U3,其输出端连接到DC-DC变换器的比较器U1的负向输入端，用于控 制其可变电阻R1的阻值。
【文档编号】H02M3/156GK104362853SQ201410583044
【公开日】2015年2月18日 申请日期:2014年10月27日 优先权日:2014年10月27日
【发明者】李先锐, 朱彦丽, 唐文海, 申瑞, 路建民 申请人:西安电子科技大学