同一占空比的双pwm加移相控制方法
【专利摘要】本发明涉及一种同一占空比的双PWM加移相控制方法，属于电力电子领域。本发明基于隔离式双向三电平DC-DC变换器电路，通过采样原边钳位电压，对原副边开关管进行同一占空比的PWM调制控制，其思想是通过采样输出电压、输入电流及原边钳位电容电压，经过数字运算控制器运算，再通过数字PI调节器产生占空比和移相角，控制原副边的开关管的占空比，从而控制电路功率的传输方向和漏感电流，实现在大占空比小功率状态下较小的电流应力和环流损耗以及电路双向运行的无缝切换。对比现有PWM加移相控制方法，本发明方法降低了电路的电流应力和环流损耗，其控制策略简单，易于实现。
【专利说明】同一占空比的双PWM加移相控制方法
【技术领域】
[0001]本发明涉及一种同一占空比的双PWM(脉宽调制)加移相控制方法，特别涉及一种适用于隔离式双向三电平DC-DC (直流-直流)变换器的同一占空比的双PWM加移相控制方法，属于电力电子的高频开关电源领域。
【背景技术】
[0002]对于应用在高压场合的双向DC-DC变换器，变压器原边采用具有有源钳位电路的电流型半桥电路，变压器副边采用三电平电路。原边的具有有源钳位电路的电流型半桥电路能够很好的降低输入电流的纹波，提高蓄电池的使用寿命。副边采用三电平电路，使得副边功率器件的电压应力减为变压器副边输出电压V2的一半，从而可以选择耐压较低、通态电阻较小、开关频率更高的MOSFET，从而获得更大的功率密度和传递效率。对于双向变换器，变压器原边开关设备过高的电流应力以及变换器的环路电流损耗和电流应力一直是我们所面临的挑战，极大地限制了变换器的效率。目前，为了降低环流损耗，现在常用的控制方法主要有:①移相控制法；②移相加脉宽调制控制法。方法一:IEEE Transact1n onPower Electronic【电力电子期刊】于 2004 年发表了 〃A new ZVS bidirect1nal dc - dcconverter for fuel cell and battery applicat1n〃【应用于燃料电池和蓄电池的双向直流直流变换器】中采用传统的移相控制法，采样输出电压作为反馈即对原副边开关管进行控制，通过移相角的超前与滞后控制功率的流向，实现双向的统一控制方法。然而，当原副边电压不匹配时，将导致变压器漏感上较大的电流斜率，导致器件较大的电流应力和环流损耗。方法二:IEEE Transact1n on power electronics【电力电子期刊】于2008年发表了 “A ZVS Bidirect1nal DC-DC Converter With Phase-Shift Plus PWM ControlScheme”【一种采用移相加脉宽调制控制的零电压开关的双向直流变换器】一文，通过采样变压器原边钳位电容电压和变压器副边输出电压，调节变压器原边开关管的占空比，从而实现变压器原副边电压的匹配，从而降低了变压器漏感电流在功率传递阶段的斜率，减小了电流应力和环流损耗，从而提高了变换器的功率密度和效率。
[0003]然而，当输入电压较低而输出电压较高(即需要变换器具有较高的电压增益)时，变压器原边电压在一个周期内有较长的时间为零，这一阶段，能量不能从原边传递到副边。而此时，变压器原边电流不为零，此时较大的环流会在变压器原边电路中产生损耗，而不能传递功率，从而造成较低的变换器效率。此外，在功率较小的状态下，移相角较小，这种传统的控制方式会造成较大的峰值电流，从而产生极大的电流应力。
【发明内容】
[0004]本发明的目的是为了克服上述已有技术的不足，提出了一种适用于双向三电平DC-DC变换器的同一占空比的双PWM加移相控制方法，通过同时调节变压器原副边的占空比(占空比相等)，使得在变压器原边电压为零时，变压器电流在降到零后不再反向增长，从而使得在此功率不传递的阶段漏感电流有效值较小，降低电流造成的电路通态损耗，从而提高电路的效率和性能。同时，电流不再反向增长，使得其在功率较小状态下，漏感电流峰值较小，降低了原边开关管的电流应力。
[0005]本发明基于隔离式双向三电平DC-DC变换器电路，通过采样原边钳位电压，对原副边开关管进行同一占空比的PWM调制控制，其思想是通过采样输出电压、输入电流及原边钳位电容电压，经过数字运算控制器运算，再通过数字PI调节器产生占空比和移相角，控制原副边的开关管的占空比，从而控制电路功率的传输方向和漏感电流，实现在大占空比小功率状态下较小的电流应力和环流损耗以及电路双向运行的无缝切换。
[0006]本发明的目的是通过下述技术方案实现的。
[0007]一种隔离式双向三电平DC-DC变换器的同一占空比的双PWM加移相控制方法，基于隔离式双向三电平DC-DC变换器电路，其主电路变压器原边由具有有源钳位电路的电流型半桥电路构成，变压器副边采用三电平半桥电路，其特征在于:该控制方法包括两个控制环路:PWM控制环和移相控制环，具体控制步骤如下:
[0008]步骤一:通过基准数字载波发生器生成基准载波Vtrt，初始相位为O ;同时产生与基准载波相位差180°，开关频率相同的交错载波Vta2;
[0009]步骤二:移相控制环通过电压传感器采样变压器副边输出电压％的值作为移相控制环的电压反馈，计算电压给定值VMf与V 2的差值，该差值作为电压环数字PI调节器的输入，电压环数字PI调节器输出经过限幅器限幅后作为电流环的给定Iinf;
[0010]步骤三:通过电流传感器采样电流Iin的值作为移相控制环的电流反馈，计算电流环的给定值Iinf与I &的差值作为电流环数字PI调节器的输入，电流环数字PI调节器输出经过限幅器限幅后输出移相角φ，其与基准载波Vtal作为载波移相控制器的输入，经过载波移相控制器将基准载波Vtal移相Φ角度得到开关管S jp S 4的载波V tr3；
[001 1]步骤四:设定载波^3的比较值为V 峰值V tr3(peak)的一半，即V tr3(peak)/2,将载波Vtri与其比较值经比较器比较后得到驱动信号S i，S1经过反向器反向后得到驱动信号S4;
[0012]步骤五:将通过电压传感器采样得到的变压器副边输出电压V2信号，将其一半ν2/2与变压器变比相乘后得到钳位电容上的电压给定，即PWM控制环的给定Vcdlf;
[0013]步骤六:通过电压传感器采样钳位电容Cdl上的电压V -，与Vedlf求差后输入PWM控制环的数字PI调节器；
[0014]步骤七:将PWM控制环数字PI调节器输出经过限幅器限幅后作为载波VfeJP V tr2的比较值山其中d与VtrtS比较器比较后产生驱动信号Q i，Q1经过反向器反向后得到驱动信号Qla;d与V 经比较器比较后产生驱动信号Q 2，Q2经过反向器反向后得到驱动信号Q2a;
[0015]步骤八:将步骤七得到的d和Vta3作为载波移相控制器的输入，经过载波移相控制器将基准载波Vta3移相d角度得到开关管S 2和S 3的载波V ta4;设定载波V &4的比较值为V tr4峰值vtrt(peak)的一半，即Vtrt(peak)/2，将载波Vtrt与其比较值经比较器比较后得到驱动信号S2，S2经过反向器反向后得到驱动信号S 30
[0016]双向三电平变换器电路的连接关系如下所述:
[0017]输入端蓄电池(V1),其正电压侧分别接电感LjP L2的一端；1^的另一端(定义为a点)接一只MOSFET开关管(Q2a)的源极和一只MOSFET开关管(Q2)的漏极；开关管Q2a的漏极接30μ?.钳位电容(Cdl)的一端，电容Cdl另一端和开关管Q 2的源极接蓄电池(V1)的负电压侧；同样，匕的另一端接一只MOSFET开关管(Qla)的源极和一只MOSFET开关管(Q1)的漏极；开关管Qla的漏极接30μ?.钳位电容(Cd2)的一端，电容Cd2另一端和开关管Q1的源极接蓄电池(V1)的负电压侧；U不与蓄电池正电压侧相接的一端(a点)连接漏感(LJ 一端，L另一端接变压器T原边侧一端(定义为&1点)。L2不与蓄电池正电压侧相接的一端(b点)接变压器T原边侧另一端(定义为匕点)。
[0018]变压器副边，开关管S1, S2, S3, S4串联，即S i的漏极接变压器副边侧输出(V2)的正相端，源极与S 2的漏极相接，S 2的源极与S 3的漏极相接(定义为C点)，S 3的源极与S4的漏极相接，S4的源极接输出(V2)的负电压侧。C点接变压器副边与B1为同名端的一端。变压器T副边另一端(定义为d点)接二极管01的阳极和二极管02的阴极,D1的阴极接钳位电容C。的一端和S i的源极，D 2的阳极接钳位电容C。的另一端和S 3的源极。副边输出的电压(V2)的正相接(:3的一端，C 3的另一端接C 4的一端和变压器T的d点，C 4的另一端接输出(V2)的负相侧。
[0019]所述开关管为存在反并联的体二极管和漏源极的寄生电容的开关管。
[0020]有益效果
[0021 ] 1、本发明的基于隔离式双向三电平DC-DC变换器的同一占空比的双PWM加移相控制方法，由于本发明通过采用原副边同一占空比的双PWM调制方式，从而实现原边漏感电流在原边电压为零时电流同时保持为零，降低了通态环流和环流损耗；
[0022]2、本发明的基于隔离式双向三电平DC-DC变换器的同一占空比的双PWM加移相控制方法，当输入电压较低输出功率较小，原边占空比较大，而移相角较小的时候，通过采用同一占空比控制，使得变换器原边漏感电流在变压器电压零状态时不再反向，从而使得其相对于传统的单PWM加移相的控制方式降低了电流的峰值应力；
[0023]3、本发明的基于隔离式双向三电平DC-DC变换器的同一占空比的双PWM加移相控制方法，通过同时调节原副边电压的占空比，使其在一定移相角下占空比相同，该发明具有较好的使用价值，相对于当前的一些复杂方法，控制策略简单，易于实现。
【专利附图】
【附图说明】
[0024]图1为隔离式双向三电平变换器电路结构示意图；
[0025]图2为本发明的同一占空比的双PWM加移相控制方法原理图；
[0026]图3为本发明boost模式下的主要波形图。
[0027]图4为本发明buck模式下的主要波形图。
【具体实施方式】
[0028]下面结合附图和实施例对本发明做详细说明。
[0029]本发明为一种基于隔离式双向三电平DC-DC变换器的同一占空比的双PWM加移相控制方法。
[0030]对于隔离式双向三电平DC-DC变换器，其电路如图1所示，iin为电流，i u、、分另IJ为输入电感电流，为漏感电流，变换器副边输出电压为V 2，Vedl为原边钳位电容CcidlI的电压，变压器原边电压为a、b两点之间的电压V ab，变压器副边电压为c、d两点之间的电压Vedtj S1' S2、S3、S4、Q1' Qla、Q2N Q2a分别代表对应开关管的门极信号。隔离式双向三电平变换器的同一占空比的双PWM加移相控制方法原理图如图2所示。该控制方法分为PWM控制环和移相控制环。其中，移相控制环的输出作为原副边控制信号移相相位的调制值，PWM控制环输出作为原副边占空比的同一调制值。图3和图4为在所提出的同一占空比的双PWM加移相控制方法控制下的电路效果波形，其中图3为boost模式，图4为buck模式。以boost模式为例，如图3所示，Vab为变压器原边电压为a、b两点之间的电压，V “为变压器副边电压为c、d两点之间的电压。U为漏感k上的电流。在Vab电压为O时(以图3所示Θ r Θ 5区间为例)，此时原副边之间不传递功率，通过提出的同一占空比下的双PWM加移相控制方法，使相差一定角度后同样变为0(对应图3所示θ 3-θ7区间)，其中91与Θ 3的差值即为移相控制环得到的移相角Φ。当下降到O后，由于此时Vab与Vm1的电压均变为0，电流不再反向上升，从而实现在占空比较大的情况较好地抑制环流，从而提高变换器效率。此外，在移相角较小时，相比于传统控制方法上在零电平状态下较高的电流尖峰，所提出的控制方法由于原副边电压均变为0，电流不再反向，从而极大地降低了电流尖峰。图4与图3对应，为buck模式的工作波形。如图4所示，Vm1相位超前于V ab，从而实现功率由副边向原边传递。与图3相似，当&下降到O后，由于此时Vab与Vm1的电压均变为0，电流不再反向上升，从而实现在占空比较大的情况较好地抑制环流，从而降低变换器的电流应力，提高变换器效率。
[0031]本发明所提方法及其电路工作过程如下:
[0032]本发明实现控制方法的控制器为数字运算控制器(DSP) TMS320F28335。
[0033]变换器上电开始工作后，对于移相控制环，当副边电压V2小于给定值Vref时，变换器工作在升压(boost)模式。数字控制器(DSP) TMS320F28335通过传感器采样变换器输入电流iin和变换器输出电压V 2作为反馈。V %为输出电压给定，将V M-V2的值经过电压环数字PI调节器和限幅器，输出值作为电流环给定iinf，再将其与采样的电流iin相减，误差值经过电流环数字PI调节器和限幅器作为移相调节值，即移相相位Φ，Φ与基准载波Vtal输入载波移相控制器，将Vtri移相相位Φ，得到S i，S4的载波V
tr3。Vtr3(peak)
为载波Vta3的峰值，恒定值Vt,3(PMk)/2与载波Vt,4目比后产生S郝PWM控制信号，S雇过反向器反向后得到S 4的PWM控制信号，二者与原边开关管的移相角为Φ。
[0034]当副边电压V2大于给定值时，变换器将工作在降压(buck)模式。此时，VMf-V2为一负值，通过数字PI调节器的积分作用与限幅器的限幅，其输出值变为限幅器的最小值，即电流给定为负，从而使变换器工作在降压(buck)模式。此时，电流环的输出移相相位Φ同样变为负。经过载波移相控制器得到超前于基准载波Vtrt角度Φ的载波νω。由此，变换器的副边开关管的PWM控制信号超前于原边，使得功率由副边流向原边，从而实现变换器的双向切换。
[0035]通过对原边钳位电压给定Vcidlf和原边钳位电压反馈V -进行比较，经过在数字运算控制器(DSP)内设计PWM控制环的数字PI调节器和限幅器输出占空比调制值d，然后将d分别与载波VtJP V t,2相比较得出变压器原边开关Q Q 2的PWM控制信号。其中，载波Vtrt和Vta2相位相差180°，从而实现Q JPQ2的交错开通，降低了原边输入电流的脉动，提高了蓄电池寿命。同时Qla和Q 2a分别与QI和Q 2互补导通，所以，对QI和Q 2取逻辑反，得到变压器原边开关Qla和Q2a的PWM控制信号。此外，将原边占空比d作为副边占空比的给定，得到S1, &和S 2，S3的相位差，从而以V ω为基准得到S 2，S3的载波信号V tr4,将其与Vta4(peak)/2进行比较得到&的PWM控制信号，将S 3反向后得到S 4的PWM控制信号。
[0036]PWM控制环的具体控制信号变化过程如下:当DVedlf时，即变压器原边电压高于变压器副边电压的反馈，造成电压不匹配，漏感电流斜率为一正值，此时为了使得变压器原边电压与变压器副边电压相匹配，PWM控制环数字PI调节器输出值d变小，变压器原边开关管的占空比降低，使得变压器原边电压减小，从而使得变压器原边电压与变压器副边电压相匹配，漏感电流斜率逐渐减小到O。同理，当Vcid^dlf时，此时变压器原边电压低于变压器副边反馈电压，造成电压不匹配，漏感电流斜率为一负值，这时调节器就会增大原边开关管的占空比，使得变压器原边电压增大，从而实现变压器原边电压与变压器副边电压相匹配。
[0037]与此同时，副边开关管采取与原边开关管同一占空比的控制方式，将原边占空比的给定作为副边的占空比给定，调节副边开关管的SpSdP S 2，S3的相位关系实现同一占空比给定，从而实现原边漏感电流在零电平状态下漏感电流斜率为零，从而实现在大占空比，小功率状况下的较低的环流和电流应力，提高变换器的工作效率。
[0038]综上所述，通过本发明提出的这种控制方法，可以很好的实现移相加双PWM的控制方法，从而从根本上减小了在大占空比和小功率下的原边开关管电流应力和变换器的环流损耗，提高变换器的效率和功率密度。同时，该控制方法可以实现双向直流直流变换器的无缝切换，具有良好的动态和稳态性能。
[0039]以上所述仅为本发明的具体实施例，并不用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
【权利要求】
1.一种同一占空比的双PWM加移相控制方法，基于隔离式双向三电平DC-DC变换器电路，其主电路变压器原边由具有有源钳位电路的电流型半桥电路构成，变压器副边采用三电平半桥电路，其特征在于:该控制方法包括两个控制环路:PWM控制环和移相控制环，具体控制步骤如下: 步骤一:通过基准数字载波发生器生成基准载波vtrt，初始相位为O ;同时产生与基准载波相位差180°，开关频率相同的交错载波Vta2; 步骤二:移相控制环通过电压传感器采样变压器副边输出电压V2的值作为移相控制环的电压反馈，计算电压给定值1#与V2的差值，该差值作为电压环数字PI调节器的输入，电压环数字PI调节器输出经过限幅器限幅后作为电流环的给定Iinf; 步骤三:通过电流传感器采样电流Iin的值作为移相控制环的电流反馈，计算电流环的给定值Iinf与I &的差值作为电流环数字PI调节器的输入，电流环数字PI调节器输出经过限幅器限幅后输出移相角Φ，其与基准载波VtJt为载波移相控制器的输入，经过载波移相控制器将基准载波Vtal移相Φ角度得到开关管S jp S 4的载波V tr3； 步骤四:设定载波Vj勺比较值为V 峰值V tr3(peak)的一半，即V ta3(peak)/2，将载波Vtri与其比较值经比较器比较后得到驱动信号S1, S1经过反向器反向后得到驱动信号S4; 步骤五:将通过电压传感器采样得到的变压器副边输出电压V2信号，将其一半V 2/2与变压器变比相乘后得到钳位电容上的电压给定，即PWM控制环的给定Vcdlf; 步骤六:通过电压传感器采样钳位电容Cdl上的电压V W，与Vcdlf求差后输入PWM控制环的数字PI调节器； 步骤七:将PWM控制环数字PI调节器输出经过限幅器限幅后作为载波VfeJP V 的比较值山其中d与VtrtS比较器比较后产生驱动信号Q i，Q1经过反向器反向后得到驱动信号Qla;d与V㈨经比较器比较后产生驱动信号Q 2，Q2经过反向器反向后得到驱动信号Q 2a; 步骤八:将步骤七得到的d和Vta3作为载波移相控制器的输入，经过载波移相控制器将基准载波Vta3移相d角度得到开关管S 2和S 3的载波V trt;设定载波V…的比较值为V &4峰值Vtrt(peak)的一半，即V trt(peak)/2，将载波Vtrt与其比较值经比较器比较后得到驱动信号S 2，S2经过反向器反向后得到驱动信号S 30
【文档编号】H02M3/335GK104506040SQ201410705182
【公开日】2015年4月8日 申请日期:2014年11月26日 优先权日:2014年9月22日
【发明者】沙德尚, 徐令宇 申请人:北京理工大学