反激转换器输出电流计算电路及计算方法与流程

本发明主要涉及电源转换系统，确切地说，是在应用于电源领域的电压反激转换器中对输出电流进行检测并计算，得到较为精准的输出电流值。

背景技术：

在常规的电源转换系统中，通常会采用进行恒压或恒流控制的开关电源方式。在电源转换系统中变压器的初级绕组上控制开关元件的开启或断开，在变压器的初级绕组上周期性的产生流经的开关元件的电流，并且初级侧的能量传递给次级侧，在次级绕组上产生的交流电经过注入二极管及电容器等整流滤波后，转化成直流电供给负载。

但如何精准的预算出提供给负载的输出电流是一个苛待解决的难题，因为这是我们精确地设计拓扑的主要因素之一，尤其是能够在电流连续模式CCM和电流断续模式DCM都兼容的前提下，计算出输出电流更是现有技术所难以企及的一个问题。

技术实现要素：

在一个实施例中，本发明揭示了一种用于反激转换器的输出电流计算电路，包括：一个侦测模块，检测流经与初级绕组串联的一个感应电阻上的初级电流，并在用于控制初级绕组接通或断开的一个主开关被一个控制信号关断的瞬间，探测出流经感应电阻的关断电流值I_OFF，以及在用于屏蔽初级电流起始尖峰脉冲的一个前沿消隐信号的有效状态结束的瞬间，探测出流经感应电阻的消隐电流值I_LEB；一个采样保持锁存器，具有分别存储关断电流值I_OFF信息和消隐电流值I_LEB信息的第一、第二存储电容；一个电流求和单元，对关断电流值I_OFF和消隐电流值I_LEB进行求和计算；一个输出级，将关断电流值I_OFF和消隐电流值I_LEB求和得到的求和电流所转换成的电压在每个周期内按照周期的一个预设的比例关系输出，籍此预算出输出电流；一个逻辑控制单元，在任意一个周期内，确定输出级接收由求和电流转换的电压的一个预设时间段的占周期比，允许输出级在每个周期的该预设时间段接收求和电流转换的电压，但禁止输出级在每个周期除了该预设时间段以外的剩余时间段接收求和电流转换的电压。

上述计算电路，侦测模块具有一个第一电压电流转换器，采集用于表征初级电流大小的跨于感应电阻上的电压感测信号，并将电压感测信号转换成流经连接在第一电压电流转换器的电流输出端和接地端之间的一个转换电阻的中间电流；在主开关关断的瞬间，侦测模块将该瞬间施加于转换电阻上的电压转换成与关断电流值I_OFF对应的电压感测信号V_CS-OFF输送给采样保持锁存器储存；在前沿消隐信号的有效状态结束的瞬间，侦测模块将该瞬间施加于转换电阻上的电压转换成与消隐电流值I_LEB对应的电压感测信号V_CS-LEB输送给采样保持锁存器储存。

上述计算电路，侦测模块包括第一电压跟随器，其正输入端连接到第一电压电流转换器的电流输出端；在第一电压跟随器的输出端和采样保持锁存器的第一存储电容的一端之间连接有受控制信号驱动的第一开关，在控制信号从第一状态翻转成第二状态将主开关关断的瞬间，第一开关同步被关断，此刻中间电流在转换电阻上产生的电压被第一电压跟随器转换成与关断电流值I_OFF对应的电压感测信号V_CS-OFF存储在第一存储电容中。

上述计算电路，侦测模块包括第二电压跟随器，其正输入端连接到第一电压电流转换器的电流输出端；在第二电压跟随器的输出端和采样保持锁存器的第二存储电容的一端之间连接有受前沿消隐信号驱动的第二开关，在前沿消隐信号从第一状态翻转成第二状态的瞬间，第二开关同步被关断，此刻中间电流在转换电阻上产生的电压被第二电压跟随器转换成与消隐电流值I_LEB对应的电压感测信号V_CS-LEB存储在第二存储电容中。

上述计算电路，电流求和单元具有的第二电压电流转换器的输入端连接到第一存储电容上，将与关断电流值I_OFF相对应的电压感测信号V_CS-OFF对第一存储电容充电所体现出的电压值恢复转换成从第二电压电流转换器的电流输出端流出的与关断电流值I_OFF等值的电流；电流求和单元具有的第三电压电流转换器的输入端连接到第二存储电容上，将与消隐电流值I_LEB相对应的电压感测信号V_CS-LEB对第二存储电容充电所体现出的电压值恢复转换成从第三电压电流转换器的电流输出端流出的与消隐电流值I_LEB等值的电流；第二、第三电压电流转换器各自输出的电流合并后流过该两者的电流输出端互连处的公共节点与接地端之间的一个求和电阻，求和电阻具有电阻值R_SUM，电流求和单元具有的一个第三电压跟随器的正输入端连接到该公共节点处，使得第三电压跟随器输出的电压V_TRS等于R_SUM×(I_LEB+I_OFF)。

上述计算电路，输出级包含一个第三开关，其中第三开关的输入端接收电流求和单元计算和输出的由求和电流所转换成的等于R_SUM×(I_LEB+I_OFF)的电压V_TRS，而第三开关的输出端则接地；每个开关周期内在预设时间段等于主开关的关断时段T_OFF阶段将第三开关断开，以将电压V_TRS传输到输出级的输出端，但在每个开关周期余下的时间内使第三开关接通以将电压V_TRS释放到地端藉此来禁止输出级接收电压V_TRS。

上述计算电路，反激转换器进入电流连续CCM模式时，在关断时段T_OFF将第三开关断开以将电压V_TRS传输到输出级的输出端，但在接通时段T_ON使第三开关接通禁止输出级接收电压V_TRS，输出级输出的电压I_FV_F满足以下函数关系：

上述计算电路，反激转换器进入DCM模式时，在关断时段T_OFF将第三开关断开以将电压V_TRS传输到输出级的输出端，但在接通时段T_ON和死区时间T_D使第三开关接通禁止输出级接收电压V_TRS，输出级输出的电压V_F满足以下函数关系：

上述计算电路，设初级绕组的匝数N_P与次级绕组的匝数N_S之比等于n，则反激转换器传输给负载的输出电流I_O满足以下函数关系：

上述计算电路，由连接于第三开关的输入端和第三电压跟随器的输出端之间的一个电阻和连接于第三开关的输入端和接地端之间的一个电容构成一个采样保持电路，由连接于第三开关的输入端和输出级的输出端口之间的一个电阻和连接于输出级的输出端口和接地端之间的一个电容构成一个滤波电路。

上述计算电路，逻辑控制单元包括第四电压跟随器，其正输入端连接到主开关的漏极端，和包括一个电容，电容的一端和第四电压跟随器的输出端之间连接有一个电阻，而电容的另一端连接到接地端；逻辑控制单元还包含一个正相输入端连接到电容未接地的一端的比较器，比较器的反相输入端连接到提供参考电压的电压源的正极，电压源的负极连接到第四电压跟随器的输出端，比较器的输出端连接到逻辑控制单元中一个RS触发器的置位端S；当比较器输出的比较结果S_COM为高电平时将RS触发器的输出置位到高电平，以及在控制信号的下降沿的时刻触发产生的一个纳秒级别的较窄的高电平脉冲耦合到RS触发器的复位端，该时刻将RS触发器的输出复位到低电平，并且由RS触发器的输出端驱动着第三开关的关断或接通。

上述计算电路，在CCM模式下，在导通时段T_ON所述RS触发器输出高电平给第三开关的控制端，接通第三开关；以及在关断时段T_OFF所述RS触发器输出一个低电平给第三开关的控制端，关断第三开关；输出级在每个周期将电压V_TRS以{T_OFF÷(T_ON+T_OFF)}的预设比例输出。

上述计算电路，在DCM模式下，在导通时段T_ON和死区时段T_D所述RS触发器输出高电平给第三开关的控制端，接通第三开关；以及在关断时段T_OFF所述RS触发器输出一个低电平给第三开关的控制端，关断第三开关；输出级在每个周期将电压V_TRS以{T_OFF÷(T_ON+T_OFF+T_D)}的预设比例输出。

上述计算电路，逻辑控制单元包括输出端连接到RS触发器复位端的与门，与门的一个输入端与另一个输入端之间连接有一个反相器使它们构成单稳态触发器；控制信号经过逻辑控制单元的另一个反相器反相后的反相信号被输送给与门的一个输入端，反相信号还被输送给连接在与门的两个输入端之间的反相器的输入端，从而在控制信号的下降沿的时刻触发该与门产生一个高电平脉冲的输出信号S_TRI将RS触发器的输出钳制到低电平。

上述计算电路，在每个周期内，设置主开关接通的时刻到前沿消隐信号的有效状态结束的时刻之间的延续时间，等于控制信号的逻辑状态发生翻转准备关断主开关的时刻到初级电流过冲到最大峰值的时刻之间的延迟时间。

本发明提供了一种计算反激转换器的输出电流的方法，包括以下步骤：利用一个侦测模块，检测流经与初级绕组串联的一个感应电阻上的初级电流，并在用于控制初级绕组接通或断开的一个主开关被一个控制信号关断的瞬间，探测出流经感应电阻的关断电流值I_OFF，以及在用于屏蔽初级电流起始尖峰脉冲的一个前沿消隐信号的有效状态结束的瞬间，探测出流经感应电阻的消隐电流值I_LEB；提供包含第一、第二存储电容的一个采样保持锁存器，利用第一、第二存储电容对应将关断电流值I_OFF信息和消隐电流值I_LEB信息分别予以储存，存储的这些电流信息以电压形式体现；利用一个电流求和单元对关断电流值I_OFF和消隐电流值I_LEB进行求和计算；将关断电流值I_OFF和消隐电流值I_LEB求和得到的求和电流所转换成的电压V_TRS，在每个周期内按照周期的一个预设的比例关系在一个输出级输出；籍由一个逻辑控制单元，在任意的一个周期内，判断出输出级接收求和电流所转换成的电压V_TRS的一个预设时间段的占周期比，逻辑控制单元控制输出级在每个周期的该预设时间段接收求和电流转换的电压V_TRS，但禁止输出级在每个周期除了该预设时间段以外的剩余时间段接收求和电流转换的电压V_TRS。

上述方法，侦测模块具有一个第一电压电流转换器，采集用于表征初级电流大小的跨于感应电阻上的电压感测信号，并将电压感测信号转换成流经连接在第一电压电流转换器的电流输出端和接地端之间的一个转换电阻的中间电流；在主开关关断的瞬间，侦测模块将该瞬间施加于转换电阻上的电压转换成与关断电流值I_OFF对应的电压感测信号V_CS-OFF输送给采样保持锁存器储存；在前沿消隐信号的有效状态结束的瞬间，侦测模块将该瞬间施加于转换电阻上的电压转换成与消隐电流值I_LEB对应的电压感测信号V_CS-LEB输送给采样保持锁存器储存。

上述方法，侦测模块包括第一电压跟随器，其正输入端连接到第一电压电流转换器的电流输出端；在第一电压跟随器的输出端和采样保持锁存器的第一存储电容的一端之间连接有受控制信号驱动的第一开关，控制信号从第一状态翻转成第二状态将主开关关断的瞬间，第一开关同步被关断，此刻中间电流在转换电阻上产生的电压被第一电压跟随器转换成与关断电流值I_OFF对应的电压感测信号V_CS-OFF存储在第一存储电容中。

上述方法，侦测模块包括第二电压跟随器，其正输入端连接到第一电压电流转换器的电流输出端；在第二电压跟随器的输出端和采样保持锁存器的第二存储电容的一端之间连接有受前沿消隐信号驱动的第二开关，在前沿消隐信号从第一状态翻转成第二状态的瞬间，第二开关同步被关断，此刻中间电流在转换电阻上产生的电压被第二电压跟随器转换成与消隐电流值I_LEB对应的电压感测信号V_CS-LEB存储在第二存储电容中。

上述方法，电流求和单元具有的第二电压电流转换器的输入端连接到第一存储电容上，其将与关断电流值I_OFF相对应的电压感测信号V_CS-OFF对第一存储电容充电所体现出的电压值恢复转换成从第二电压电流转换器的电流输出端流出的与关断电流值I_OFF等值的电流；电流求和单元具有的第三电压电流转换器的输入端连接到第二存储电容上，其将与消隐电流值I_LEB相对应的电压感测信号V_CS-LEB对第二存储电容充电所体现出的电压值恢复转换成从第三电压电流转换器的电流输出端流出的与消隐电流值I_LEB等值的电流；第二、第三电压电流转换器各自输出的电流汇集合并后流过该两者的电流输出端互连处的公共节点与接地端之间的一个求和电阻，求和电阻具有电阻值R_SUM，电流求和单元具有的一个第三电压跟随器的正输入端连接到该公共节点处，使第三电压跟随器输出的电压V_TRS等于R_SUM×(I_LEB+I_OFF)。

上述方法，输出级包含一个第三开关，第三开关的输入端接收电流求和单元计算和输出的由求和电流所转换的电压V_TRS，第三开关的输出端则接地；每个开关周期T_S内当预设时间段等于主开关的关断时段T_OFF阶段将第三开关断开，以将电压V_TRS传输到输出级的输出端，但在每个开关周期T_S余下的时间内使第三开关接通以将电压V_TRS释放到地端禁止输出级接收电压V_TRS。

上述方法，反激转换器进入电流连续CCM模式时，在关断时段T_OFF将第三开关断开以将电压V_TRS传输到输出级的输出端，但在接通时段T_ON使第三开关接通禁止输出级接收电压V_TRS，输出级输出的电压V_F满足以下函数关系：

上述方法，反激转换器进入电流断续DCM模式时，在关断时段T_OFF将第三开关断开以将电压V_TRS传输到输出级的输出端，但在接通时段T_ON和死区时间T_D使第三开关接通禁止输出级接收电压V_TR，输出级输出的电压V_F满足以下函数关系：

上述方法，设初级绕组的匝数N_P与次级绕组的匝数N_S之比等于n，则算出反激转换器传输给负载的输出电流I_O满足以下函数关系：

上述方法，由连接于第三开关的输入端和第三电压跟随器的输出端之间的一个电阻和连接于第三开关的输入端和接地端之间的一个电容构成一个采样保持电路，由连接于第三开关的输入端和输出级的输出端口之间的一个电阻和连接于输出级的输出端口和接地端之间的一个电容构成一个滤波电路。

上述方法，逻辑控制单元包括第四电压跟随器，第四电压跟随器的正输入端连接到主开关的漏极端，逻辑控制单元包还包括一个电容，该电容的一端和第四电压跟随器的输出端之间连接有一个电阻，而电容的另一端连接到接地端；逻辑控制单元还包含一个正相输入端连接到电容的未接地的一端的比较器，比较器的反相输入端连接到提供参考电压的电压源的正极，电压源的负极连接到第四电压跟随器的输出端，比较器的输出端连接到逻辑控制单元中一个RS触发器的置位端；当比较器输出的比较结果S_COM为高电平时将RS触发器的输出置位到高电平，以及在控制信号的下降沿的时刻触发产生的一个纳秒级别的较窄的高电平脉冲耦合到RS触发器的复位端，该时刻高电平脉冲将RS触发器的输出复位到低电平，并且由RS触发器的输出端驱动着第三开关的关断或接通。

上述方法，在CCM模式下，在导通时段T_ON所述RS触发器输出高电平给第三开关的控制端，接通第三开关；以及在关断时段T_OFF所述RS触发器输出一个低电平给第三开关的控制端，关断第三开关；输出级在每个周期内将第三电压跟随器输出电压V_TRS以{T_OFF÷(T_ON+T_OFF)}的预设比例输出。

上述方法，在DCM模式下，在导通时段T_ON和死区时段T_D所述RS触发器输出高电平给第三开关的控制端，接通第三开关；以及在关断时段T_OFF所述RS触发器输出一个低电平给第三开关的控制端，关断第三开关；输出级在每个周期内将第三电压跟随器输出的电压V_TRS以{T_OFF÷(T_ON+T_OFF+T_D)}的预设比例输出。

上述方法，逻辑控制单元还包括一个输出端连接到RS触发器复位端的与门，与门的一个输入端与另一个输入端之间连接有一个反相器使它们构成单稳态触发器；控制信号经过另一个反相器反相后的反相信号被输送给与门的一个输入端和被输送给连接在与门的两个输入端之间的反相器的输入端，在控制信号的下降沿的时刻触发该与门产生一个高电平脉冲的输出信号将RS触发器的输出钳制到低电平。

上述方法，在每个周期内，设置主开关接通的时刻到前沿消隐信号的有效状态结束的时刻之间的延续时间，等于控制信号的逻辑状态发生翻转准备关断主开关的时刻到初级电流过冲到最大峰值的时刻之间的延迟时间。

附图说明

阅读以下详细说明并参照以下附图之后，本发明的特征和优势将显而易见：

图1展示了本发明的反激转换器的简略电路图。

图2A是CCM模式控制信号驱动主开关产生的初级电流和次级电流波形。

图2B是DCM模式控制信号驱动主开关产生的初级电流和次级电流波形。

图3是驱动主开关开启的瞬间用于屏蔽感测信号的前沿起始尖峰的消隐信号波形。

图4A-4C是CCM模式初级电流和次级电流各自对应的阶梯状电流波形。

图5A-5C是DCM模式初级电流和次级电流各自对应的三角波电流波形。

图6是在本发明的反激转换器中对其输出电流进行计算的计算电路。

图7A-7B是在CCM和DCM模式下RS触发器对应输出的波形。

具体实施方式

参见图1，是本发明涉及的一个反激Flyback电压转换器的电路结构，控制初级侧的电子主开关元件QM例如可以是一个功率MOSFET，其具有例如漏极端的输入端和具有例如源极端的输出端，和具有例如栅极的控制端。主开关QM在控制端上接收主控制模块102发出的控制信号并执行相应的开启或断开的响应动作，使得主开关QM的接通或者断开可对反激转换器的变压器130的初级绕组130A上流过的电流进行开或关的控制，以将初级侧的能量传送到次级侧。其中初级绕组130A用于接收所输入的一个直流输入电压V_IN，而该输入电压V_IN可籍由譬如市电交流电压V_AC经过例如桥式整流器等整流元件整流而来。变压器130还具有用于输送出一个输出电压V_OUT的次级绕组130B，和具有用于检测次级绕组130B上产生的电压状态的辅助绕组130C，辅助绕组130C和次级绕组130B的极性相同但它们和初级绕组130A的极性相反。辅助绕组130C的一端接地而另一端连接到一个二极管D_AUX的阳极，其中二极管D_AUX的阴极连接到一个电容C_AUX上，以便对辅助绕组130C上产生的交流电压整流后对电容C_AUX充电以用作辅助电源，电容C_AUX上存储的电压V_CC和输出电压V_OUT相关联并且和V_OUT具有成正比的关系，该电压V_CC可以单独为主控制模块102提供直流电压源。次级绕组130B上连接有二极管D_O和电容器C_O的整流滤波电路，用于生成反激转换器的输出电压V_OUT。直流的输出电压V_OUT施加在负载R_L上，并形成流经负载R_L的输出电流I_OUT。在转换器的反馈网络中，主开关QM的源极端和接地端GND之间连接有一个感应电阻R_S，感应电阻R_S用于感应和检测初级绕组130A上流过的初级电流I_P，并提供等于感应电阻R_S的阻值乘以电流I_P的反馈电压，即在节点101处提供感测信号V_CS，初级电流I_P经过换算后可用作表征流经次级绕组130B的次级电流I_S，它们间的函数关系后文将会详细介绍。主控制模块102的感应端口CS则由感应电阻R_S来检测初级绕组130A的初级电流I_P大小，作为判断是否需要调整控制信号来调节主开关QM开或关的依据。本领域的技术人员对反激转换器的拓扑和工作模式较为熟知，可省略掉的电路部分和具体运作方式不予赘述。

参见图2A的电流连续导通CCM(Continuous Conduction Mode)模式，主开关QM在例如脉冲宽度调制信号PWM等类似的控制信号的驱动之下进行开关切换。图2A绘制了流经初级绕组130A的初级电流I_P1和流经次级绕组130B的次级电流I_S1的大致波形，也大体展现了主开关QM的漏源极间的压差V_DS1波形。在主开关QM的导通时段T_ON，初级电流I_P1有前沿阶梯且从前沿开始斜坡上升，在主开关QM的关断时段T_OFF，次级电流I_S1为阶梯上叠加衰减的三角波。主开关QM在下一个周期准备开始导通的瞬间，实质上次级绕组130B仍然维持有电流，也就是说，在下一个周期主开关QM的开通时刻，变压器130储存的能量并未完全释放完毕，仍然有能量剩余。

参见图2B，为了与反激转换器的CCM模式形成对比，还同步展示了在转换器的电流断续DCM(Discontinuous Conduction Mode)模式下，流经初级绕组130A的初级电流I_P2和流经次级绕组130B的次级电流I_S2的大致波形，同时也大致展现了主开关QM的漏源极间的压差V_DS2波形。在DCM模式下的初级电流I_P2前端并没有阶梯值，并且在主开关QM的关断时段T_OFF，次级电流I_S2直接就是衰减的三角波，它在下一周期开始之前就已经在T_OFF结束时衰减至零，主开关管QM导通期间储存于初级绕组130A的所有能量，在下一个周期开始之前就已经完全由次级绕组130B传递至负载。注意在DCM模式中任意一个周期内，与CCM模式存在的极大差异是，次级电流I_S2在控制信号关闭主开关QM的期间，会降为零，并且次级电流I_S2在降至为零这一时刻到下一周期开始(也即主开关QM再次开始导通时刻)之间会存在着一段Dwell死区时间T_D。

参见图3所示，为了避免在检测初级电流I_P步骤中引发不必要的误操作，引入了本领域的技术人员所熟知的一个前沿消隐信号LEB(Leading edge blanking)。在初级电流控制的环路中，经常遭遇在主开关QM的导通瞬间初级电流I_P会有脉冲起始峰值现象，所体现的起始尖峰值initial spike在感应端口CS会反馈给主控制模块102，如果串联在初级绕组上的感应电阻R_S上采样此时的电流值并作为感测信号V_CS进行开关控制，则会因为图3中感测信号V_CS的意外初始尖波Spike 355而产生误触发动作，进一步启动过电流保护机制，使得产生控制信号的主控制模块102不再输出脉宽调制信号，从而在没有发生真实的过流异常情况下主动诱发了错误关闭功率主开关QM的动作，以实现保护功率开关和/或整个反激转换器电子装置的目的。常规的前沿消隐电路所产生的可变或固定的前沿消隐信号LEB就是用于消除这种误触发隐患，该信号耦合到主开关QM的控制端，可保障在前沿消隐信号LEB具有高电平这段时间主开关不会误关闭，并在前沿消隐信号LEB结束之后再在感应电阻R_S上取样电流信号以撷取到较为真实和精准的感测信号V_CS初始值，实现对主开关QM导通瞬间初级电流I_P的脉冲起始峰值予以屏蔽。

很容易理解，前沿消隐电路用于滤除在主开关QM开启瞬间当初级电流I_P开始流动而产生初始感应尖峰电压initial spike时出现的短暂干扰脉冲，前沿消隐信号可在控制信号开启主开关QM的时刻翻转成高电平也可以比控制信号开启主开关QM的时刻略微提前。由此将图1中在感应电阻R_S未接地的一端的节点101上所产生的初级感应尖峰电压被过滤掉。至于如何设计前沿消隐电路并非本发明的重点，在本发明中仅仅对其作概括性的论述而不予重复赘述。常规的电源管理设计手册一般都会对前沿消隐电路有较为详细的介绍，还可以参考公开的美国专利申请US12/492,748，US12/718,707等文献。

参见图4A～4C，当反激转换器进入CCM模式，在一个周期起始的t₁₁时刻控制信号会驱动主开关QM接通，由于上一个周期变压器130的能量剩余，初级电流I_P在主开关QM接通的瞬间几乎是从零值迅速直接跳变成一个前沿初始值I_PV，前沿初始值I_PV是一个具有大于零的初始前沿阶梯值。而且紧接着在t₁₁至t₁₃的这段时间内，由于控制信号一直驱动主开关QM导通，则在这段时间内初级电流I_P在前沿初始值I_PV的基础上，以一定的上升斜率继续增加。需要注意到，在t₁₃时刻，控制信号的例如逻辑高电平状态被解除并意欲断开主开关QM，但发现初级电流I_P并未直接跌落，而是在时刻t₁₃到时刻t₁₄这段关断延迟时间T_P内，初级电流I_P以与t₁₁到t₁₃时段完全相同的上升斜率而过冲上升到电流I_P最高的峰值电流I_PP，直至在延迟时间T_P结束的时刻t₁₄初级电流I_P才迅速从峰值I_PP跌落到零。如图4B～4C，在时刻t₁₄到时刻t₁₅的这段时间内，控制信号会驱动主开关QM完全关断，并且在t₁₄时刻变压器130中初级绕组130A开始将存储的能量传递到次级绕组130B，而流经次级绕组130B的次级电流I_S在时刻t₁₄从零值会跳变至具有最大值的一个电流峰值I_SP，此刻变压器130中所有的绕组的同名端和异名端的极性反向，从而次级绕组130B的反激电压使图1中的整流二极管D_O正向导通，以提供负载电流，同时还给输出电容C_O充电，从t₁₄到t₁₅的这段时间内次级电流I_S以一个下降斜率逐步衰减。到了t₁₅时刻上一个周期结束，主开关QM即将在下一个周期内被再次循环接通，而此时次级电流I_S具有一个后沿末态值I_SV，后沿末态值I_SV是一个具有大于零的末态阶梯值。在时刻t₁₅之后紧接着的下一个周期主开关QM将被再次切换到接通，主开关的导通致使次级电流I_S从后沿末态值I_SV跳变至零。针对CCM模式而言，在时间维度上从时间t₁₁到t₁₅可视作为一个完整的周期T_S，从时间t₁₁到t₁₄定义为导通时段T_ON，此期间认为主开关QM接通，以及从时间t₁₄到t₁₅定义为关断时段T_OFF，此期间认为主开关QM断开，开关的占空比D_B1应当是T_ON除以导通时段与关断时段两者之和(T_ON+T_OFF)。

设定初级绕组130A之匝数N_P与次级绕组130B之匝数N_S两者之比为N，其中次级绕组侧电流I_S的峰值电流I_SP＝N×I_PP，以及次级绕组侧电流I_S的后沿末态值I_SV＝N×I_PV，在反激转换器的CCM模式下，提供给负载R_L的输出电流I_O满足以下函数关系：

再参见图4A，在t₁₃的时间节点，我们打算使控制信号的逻辑电位状态从高电平翻转至低电平，使主开关QM关断，这将会同步导致初级电流I_P在控制信号的翻转瞬间具有一个关断电流值I_OFF，它是瞬态值。上文已经阐明，在时间t₁₃到时间t₁₄的这段关断延迟时间T_P内，该关断电流值I_OFF也并非是初级电流I_P的最大值，即便是在t₁₃时刻控制信号的逻辑状态已经趋于翻转意欲关断主开关QM，初级电流I_P也不是立刻下降，实际情况是，从时间节点t₁₃到t₁₄这段时间内，初级电流I_P仍然会在关断电流值I_OFF的基础上继续上升，其上升的斜率和由前沿初始值I_PV增长到关断电流值I_OFF的上升斜率完全相同，直至电流I_P增长到最终具有的为最大值的峰值电流I_PP，正如图4A中虚线顶点所示。当延迟时间T_P结束之后进入关断时间T_OFF，主开关QM被断开，在T_P结束瞬间的时间节点t₁₄处初级电流I_P才真正从峰值电流I_PP开始迅速下降到零值。

参见图3，我们在前沿消隐信号LEB从高电平翻转成低电平而结束有效状态的时间节点t₁₂，对初级电流I_P取样一个中间采样电流值记作消隐电流值I_LEB，它是一个瞬态值，初级电流I_P由前沿初始值I_PV(前沿阶梯值)增长到消隐电流值I_LEB的上升斜率和初级电流I_P由关断电流值I_OFF增长到峰值电流I_PP的上升斜率完全相同。在一个周期内，我们定义控制信号驱动主开关QM接通的时刻t₁₁到消隐信号LEB高电平状态结束的时刻t₁₂之间延续的时长T_LEB，与控制信号发生翻转以断开主开关QM的时刻t₁₃到初级电流I_P上升到峰值I_PP的时刻t₁₄之间延续的延迟时间T_P相等，即T_LEB＝T_P，同时还定义峰值电流I_PP和关断电流值I_OFF之间存在一个差值ΔI1，可从几何学的角度对图4A的电流关系进行详细计算，进一步可以得出I_PP＝I_OFF+ΔI1以及I_PV＝I_LEB－ΔI1。

I_PP+I_PV＝(I_OFF+ΔI1)+(I_LEB－ΔI1) (3)

I_PP+I_PV＝I_OFF+I_LEB (4)

如果将式子(4)代入式子(2)就可以得到CCM模式下输出电流I_O的最终表达式，其中周期T_S＝T_ON+T_OFF：

我们不打算在次级侧的输出电流I_O的表达式中体现I_PP或者I_SV，理由在于它们的过冲程度和上冲峰值在电路中实际上是难以捕捉或感测的，它们超出至电路的抓取能力范围之外，对设计的拓扑而言可谓是隐匿的，对输出电流I_O的计算几乎不可能依赖I_PP或者I_SV，式子(5)则在CCM模式下很好的解决了该问题。

参见图5A～5C，当反激转换器进入DCM模式，在一个周期起始的t₂₁时刻，控制信号将会驱动主开关QM接通，由于上一周期变压器130的能量没有剩余，初级电流I_P在主开关QM接通的瞬间其前沿初始值I_PV几乎是零值，这与CCM模式具有初始阶梯值完全不同。而且紧接着在t₂₁至t₂₃的这段时间内，控制信号一直驱动主开关QM导通，所以在这段时间内初级电流I_P在前沿初始值I_PV的零取值基础上，以一定的上升斜率逐步上升。直至在t₂₃时刻，控制信号的例如逻辑高电平状态被翻转成低电平意欲断开主开关QM，同样初级电流I_P并未直接跌落，而是在时刻t₂₃到时刻t₂₄这段关断延迟时间T_P内，初级电流I_P以与t₂₁到t₂₃时段完全相同的上升斜率而过冲上升到电流I_P最高的峰值电流I_PP，直至在延迟时间T_P结束的时刻t₂₄初级电流I_P才迅速从峰值I_PP跌落到零。

参见图5B～5C，延迟时间T_P结束之后，在时刻t₂₄到时刻t₂₅的这段时间内，控制信号将会驱动主开关QM完全关断，并且在t₂₄时刻变压器130中初级绕组130A开始将存储的能量传递到次级绕组130B，而流经次级绕组130B的次级电流I_S在时刻t₂₄从零值会跳变至具有最大值的一个电流峰值I_SP，此刻变压器130中所有的绕组的同名端和异名端的极性反向，次级绕组130B的反激电压致使图1中的整流二极管D_O正向导通，以提供负载电流，同时还给输出电容C_O充电，从t₂₄到t₂₅的这段时间内次级电流I_S以一个下降斜率逐步衰减到零。DCM模式与CCM模式不同的另一方面体现在，到了t₂₅时刻一个周期并未结束，此时的次级电流I_S具有一个为零的后沿末态值I_SV，也就是说，次级电流I_S在下一周期开始之前就已经在T_OFF结束时衰减至零，主开关管QM导通期间储存于初级绕组130A的所有能量，在下一个周期开始之前就已经完全由次级绕组130B传递至负载。在图5C中，次级电流I_S在控制信号关闭主开关QM的关断时段T_OFF结束瞬间，会降为零，次级电流I_S在降至为零这一时刻t₂₅到当前周期结束的时间点t₂₆之间存在着一段死区时间T_D，时间点t₂₆结束之后就是下一个循环周期的开始，所以死区时间T_D夹持在次级电流I_S降至为零的时刻t₂₅和主开关QM在下一周期再次开始导通的时刻之间。针对反激转换器的DCM模式而言，在时间维度上从时间t₂₁到t₂₆可视作为一个完整的周期T_S，从时间t₂₁到t₂₄定义为导通时段T_ON，此期间认为主开关QM接通，以及从时间t₂₄到t₂₅定义为关断时段T_OFF，此期间认为主开关QM断开，从时间t₂₅到t₂₆定义为死区时间T_D，此期间认为主开关QM同样也是断开的，则初级侧开关的占空比D_B2应当是T_ON除以导通时段与关断时段、死区时段三者之和(T_ON+T_OFF+T_D)。

设定初级绕组130A之匝数N_P与次级绕组130B之匝数N_S两者之比为N，其中次级绕组侧电流I_S的峰值电流I_SP＝N×I_PP，以及次级绕组侧电流I_S的后沿末态值I_SV＝0，在反激转换器的DCM模式下，提供给负载R_L的输出电流I_O满足以下函数关系：

参见图5A和5C，在时间点t₂₃使控制信号的逻辑状态翻转至低电平来驱动主开关QM关断的时刻，同步导致初级电流I_P在控制信号的结束瞬间具有一个关断电流值I_OFF。在时间t₂₃到时间t₂₄的这段关断延迟时间T_P内，关断电流值I_OFF不是初级电流I_P的最大值，即便是在t₂₃时刻控制信号的逻辑状态已经趋于翻转意欲关断主开关QM，初级电流I_P也不是立刻下降。实际情况是，从时间节点t₂₃到t₂₄这段时间内，初级电流I_P仍然会在关断电流值I_OFF的基础上继续上升，其上升的斜率和由前沿初始值I_PV增长到关断电流值I_OFF的上升斜率完全相同，直至电流I_P增长到最终具有的为最大值的峰值电流I_PP，正如图5A中虚线的顶点所示。一旦当延迟时间T_P结束之后进入关断时段T_OFF，主开关QM便被完全断开，而且在延迟时间T_P结束瞬间的时间节点t₂₄处初级电流I_P才真正从峰值电流I_PP开始迅速下降到零值。

参见图5C，我们仍然在前沿消隐信号LEB从高电平翻转成低电平而结束有效状态的时间节点t₂₂，对初级电流I_P取样一个中间采样电流值记作消隐电流值I_LEB，该初级电流I_P由前沿初始值I_PV(零值)增长到消隐电流值I_LEB的上升斜率，和初级电流I_P由关断电流值I_OFF增长到峰值电流I_PP的上升斜率完全相同。在一个完整周期内，定义控制信号驱动主开关QM接通的时刻t₂₁到前沿消隐信号LEB高电平状态结束的时刻t₂₂之间延续的时长T_LEB，与控制信号发生翻转以断开主开关QM的时刻t₂₃到初级电流I_P上升到峰值I_PP的时刻t₂₄之间延续的延迟时间T_P相等，也即T_LEB＝T_P，则峰值电流I_PP和关断电流值I_OFF之间会存在一个差值ΔI2，可从几何学的角度对图5A的电流关系进行详细计算，进一步得出I_PP＝I_OFF+ΔI2以及I_PV＝I_LEB－ΔI2＝0。

I_PP+I_PV＝(I_OFF+ΔI2)+(I_LEB－ΔI2) (8)

I_PP+I_PV＝I_OFF+I_LEB (9)

如果将式子(9)代入式子(7)就可以得到DCM模式下输出电流I_O的最终表达式，其中周期T_S＝T_ON+T_OFF+T_D：

虽然初级侧峰值电流I_PP或者次级侧峰值电流I_SV的过冲程度和上冲峰值难以被捕捉或感测，但是式子(10)可以在DCM模式下很好的解决了该问题，因为估算输出电流I_O的公式中不含峰值电流I_PP或阶梯值I_SV。

上文中阐明了估算输出电流I_O需要抓取CCM模式下t₁₂时刻的消隐电流值I_LEB和t₁₃时刻的关断电流值I_OFF，以及需要抓取DCM模式下t₂₂时刻的消隐电流值I_LEB和t₂₃时刻的关断电流值I_OFF。消隐电流值I_LEB和关断电流值I_OFF不像峰值电流I_PP或I_PV那样难以感测真实值，它们可以直接从感应电阻R_S在没有接地的一端的节点101处选择合适的时机予以抓取，这样公式(5)和(10)便有解。

参见图6，是用于计算反激转换器次级绕组130B的输出电流I_O的计算电路280，换言之，是试图实现公式(5)和(10)的计算。计算电路280至少包括一个侦测模块201，用于检测并撷取流经初级绕组130A上的初级电流I_P，检测形式可以直接抓取横跨于感应电阻R_S上体现为电压值的感测信号V_CS，因为流经感应电阻R_S上不同时刻的初级侧电流与感应电阻R_S的阻值相乘便可转换成的不同时刻对应的感测信号V_CS。我们需要在合理的时机选择性的检测出精确的消隐电流值I_LEB和精确的关断电流值I_OFF的大小，检测任务由侦测模块201来实施。

参见图6的侦测模块201，在为电压电流转换器110提供工作电压的节点105处施加一个直流电源电压V_DD给转换器110供电，以及将电压电流转换器110的电压转电流输入端连接到图1中感应电阻R_S与主开关QM源极端相连的公共节点101处。为了避免与后文同类器件名称上的混淆，电压电流转换器110记作第一电压电流转换器。在电压电流转换器110的电流释放端/输出端与接地端之间连接一个转换电阻R12，于是电压电流转换器110将在电压转电流输入端输入给它的电压即感测信号V_CS所转换而来的中间电流I_M流经转换电阻R12，便会在转换电阻R12未接地的一端的节点121处产生电压值。作为可选而非必须项，还可以在公共节点101与电压电流转换器110的电压转电流输入端之间连接一个电阻R10，并在电压电流转换器110的电压转电流输入端与接地端之间连接一个电容C₁，从而在电压电流转换器110的电压转电流输入端送入较为平滑的感测信号V_CS。作为可选而非必须项，还可以在节点121和接地端直接连接一个阻值可变的调节电阻R11，侦测模块201的该调节电阻R11和转换电阻R12并联在节点121和接地端之间，使得节点121和接地端之间的总阻值通过调节电阻R11而变得可调。

参见图6，侦测模块201还包括一个第一电压跟随器111和一个第二电压跟随器112，设置第一、第二电压跟随器111、112的正输入端都连接到转换电阻R12未接地的一端的节点121处，而设置第一电压跟随器111的负输入端连接到它的输出端，第二电压跟随器112的负输入端连接到它的输出端，基本相同的第一、第二电压跟随器111、112根据各自正输入端撷取的电压值来向下一级输出电压。第一、第二电压跟随器111、112作为输入缓冲器，具有较高的输入阻抗特征以便与信号源连接，高输入阻抗可以隔绝前后级的相互影响，并且它们还具有较低的输出阻抗特征以便减小对感测信号V_CS的捕捉时间。第一、第二电压跟随器111、112由运算放大器配置成电压跟随器(Voltage follower)或单位增益缓冲器(Unity-gain buffer)。此外，前文中已经阐释需要在合理的时机抓取感测信号V_CS，基于此点考虑，侦测模块201还包含记作第一开关的开关SW1和记作第二开关的开关SW2，开关SW1连接在第一电压跟随器111的输出端和后文将要介绍的采样保持锁存器202之间，开关SW2也连接在第二电压跟随器112的输出端和采样保持锁存器202之间。本文出现的开关SW1和SW2及下文即将介绍的电子开关SW3～SW5等都是三端口型电子开关，该等开关除了包含相对的一个输入端和一个输出端之外，还包含一个用于控制输入端、输出端之间连接或断开的控制端，电子开关有多种选择方式，如P型或N型MOS晶体管或双极晶体管或结型晶体管或它们的组合等。

首先，在CCM模式下，先行介绍侦测模块201从感应电阻R_S一端的节点101处探测图4C中t₁₂时刻对应的感测信号V_CS-LEB的方案。前沿消隐信号LEB除了屏蔽感测信号V_CS的初始尖波Spike 355外，还额外将前沿消隐信号LEB连接到开关SW2的控制端的节点103处，这样只要在前沿消隐信号LEB具有高电平逻辑状态的阶段，开关SW2一直都会被接通，伴随着初级电流I_P的变化，表征初级电流I_P大小值的情况就完全体现在节点101处的感测信号V_CS上。从任意一个周期的主开关QM开始被接通的时刻t₁₁到前沿消隐信号LEB从高电平翻转成低电平的时刻t₁₂，也即在前沿消隐信号LEB持续为高电平阶段的时间段T_LEB内，初级电流I_P对应从前沿初始值I_PV增长到时刻t₁₂的消隐电流值I_LEB，这段时间内感测信号V_CS的上升变化会被侦测模块201在节点101处侦测到，电压电流转换器110将由感测信号V_CS转换而来的电流值再次在转换电阻R12未接地的一端的节点121处恢复成电压值。

具体而言，在时间段T_LEB内虽然动态的感测信号V_CS一直都输入给电压电流转换器110，但是一旦前沿消隐信号LEB翻转成低电平而将开关SW2断开，时刻t₁₂之后至前沿消隐信号LEB进入其下一个周期的高电平状态之前，第二电压跟随器112都无法将节点121处的电压值转换成电流输出。在时刻t₁₂对应的表征消隐电流值I_LEB大小的感测信号V_CS-LEB被输入给电压电流转换器110的电压转电流输入端，由电压电流转换器110将其转换成流过转换电阻R12的中间转换电流I_M，籍此进一步将中间转换电流I_M转换成横跨在转换电阻R12两端的压降，例如等于电压感测信号V_CS-LEB，而第二电压跟随器112再将施加在转换电阻R12上的电压即节点121的电压转化成与感测信号V_CS-LEB相等的电压输出。前沿消隐信号LEB翻转成低电平后，一个周期T_S内第二电压跟随器112最终输出的电压值被定格在t₁₂时刻对应的电压感测信号V_CS-LEB水准。计算电路280所包含的一个采样保持锁存器(S/H)202具有的一个第二存储电容C₃接收来自第二电压跟随器112输出端的电压并被充电，第二存储电容C₃的一端如节点123和第二电压跟随器112输出端之间连接有开关SW2，第二存储电容C₃的另一端直接接到接地端。与电压感测信号V_CS-LEB等值的电压对第二存储电容C₃充电，则第二存储电容C₃保持和存储了时刻t₁₂对应的流经初级绕组130A的消隐电流值I_LEB信息，存储的信息体现为第二存储电容C₃一端节点123处所持有的电压值V_CS-LEB。

仍然是在CCM模式下，再介绍侦测模块201从感应电阻R_S一端的节点101处探测图4C中t₁₃时刻对应的电压感测信号V_CS-OFF的方案。控制信号例如PWM除了驱动主开关QM的控制端之外，额外还将控制信号耦合连接到开关SW1的控制端，这样只要在控制信号具有高电平逻辑状态的阶段，开关SW1一直都会被接通，反之则开关SW1被关断，伴随着初级电流I_P的逐步上升，表征初级电流I_P大小值的情况就完全体现在节点101处的感测信号V_CS上。从任意一个周期的主开关QM开始被接通的时刻t₁₁到控制信号从高电平翻转成低电平的时刻t₁₃，初级电流I_P对应从前沿初始值I_PV增长到时刻t₁₃的关断电流值I_OFF，同样这段时间内感测信号V_CS的上升变化会被侦测模块201在节点101侦测到，且电压电流转换器110将由感测信号V_CS转换而来的电流值再次在转换电阻R12未接地的一端的节点121处恢复成电压值。

详细而言，在t₁₁到t₁₃的时间段内虽然动态的感测信号V_CS一直都输入给电压电流转换器110，但是一旦控制信号从高电平翻转成低电平而将开关SW1断开，时刻t₁₃之后至控制信号进入其下一个周期的高电平状态之前，第一电压跟随器111都无法将节点121处的电压值转换成电流输出。并且时刻t₁₃对应表征了关断电流值I_OFF大小的感测信号V_CS-OFF被输入给电压电流转换器110的电压转电流输入端，由电压电流转换器110将其转换成流过转换电阻R12的中间转换电流I_M，籍此将中间转换电流I_M转换成横跨在转换电阻R12两端的电压，例如等于电压感测信号V_CS-OFF，而第一电压跟随器111再将跨在转换电阻R12上的电压即节点121处的电压转化成与感测信号V_CS-OFF相等的电压输出。一个周期T_S内第一电压跟随器111最终输出的电压值被定格在t₁₃时刻对应的感测信号V_CS-OFF。采样保持锁存器202中的一个第一存储电容C₂接收来自第一电压跟随器111输出端传输的电压，在该第一存储电容C₂的一端如节点122和第一电压跟随器111输出端之间连接有受控于控制信号的开关SW1，第一存储电容C₂的另一端接到接地端。与感测信号V_CS-OFF等值的电压对第一存储电容C₂的充电，第一存储电容C₂保持和存储了时刻t₁₃对应的流经初级绕组130A的关断电流值I_OFF的信息，存储的信息体现为第一存储电容C₂未接地的一端节点122处所持有的电压值V_CS-OFF。作为可选而非必选项，在采样保持锁存器202中还可以在节点122和接地端之间连接一个与第一存储电容C₂并联的开关SW3，及在节点123和接地端之间连接一个与第二存储电容C₃并联的开关SW4，开关SW3和SW4一般设置为断开但在必要的时候可以在它们的控制端上施加驱动信号来接通它们而分别释放第一存储电容C₂和第二存储电容C₃上储存电量进行复位操作。

虽然上文是基于讨论电压转换器在CCM模式下侦测出消隐电流值I_LEB和关断电流值I_OFF信息的方式。但实质上，为了在DCM模式下也侦测出消隐电流值I_LEB和关断电流值I_OFF信息，上文的侦测方法仍然适用，下文将简略的予以陈述。

在DCM模式下，侦测模块201从感应电阻R_S一端的节点101处探测图5C中t₂₂时刻对应的感测信号V_CS-LEB的方案如下。将前沿消隐信号LEB连接到开关SW2的控制端的节点103处，在前沿消隐信号LEB的高电平逻辑状态阶段，开关SW2被接通。从任意一个周期的主开关QM开始被接通的时刻t₂₁到前沿消隐信号LEB从高电平翻转成低电平的时刻t₂₂，也即在时间段T_LEB内，初级电流I_P对应从零值的前沿初始值I_PV增长到时刻t₂₂的消隐电流值I_LEB。在时间段T_LEB内虽然动态的感测信号V_CS一直都输入给电压电流转换器110，但是一旦前沿消隐信号LEB翻转成低电平而将开关SW2断开，时刻t₂₂之后至前沿消隐信号LEB进入其下一个周期的高电平状态之前，第二电压跟随器112都无法将节点121处的电压值转换成输出。并且时刻t₂₂对应的表征消隐电流值I_LEB大小的感测信号V_CS-LEB被输入给电压电流转换器110的电压转电流输入端，由电压电流转换器110将其转换成流过转换电阻R12的中间转换电流I_M，籍此进一步将中间转换电流I_M转换成横跨在转换电阻R12两端的电压，而第二电压跟随器112再将跨在转换电阻R12上的电压即节点121处的电压转化成与感测信号V_CS-LEB等值的电压输出。一个周期T_S内第二电压跟随器112最终输出的电压值被定格在t₂₂时刻对应的感测信号V_CS-LEB。第二存储电容C₃接收来自第二电压跟随器112输出端传输的与感测信号V_CS-LEB等值的电压，对第二存储电容C₃充电，第二存储电容C₃保持和存储了时刻t₂₂对应的流经初级绕组130A的消隐电流值I_LEB的信息，存储的信息体现为第二存储电容C₃未接地的一端节点123处所持有的电压值V_CS-LEB。

在DCM模式下，侦测模块201从感应电阻RS一端的节点101处探测图5C中t₂₃时刻对应的感测信号V_CS-OFF的方案如下。将控制信号连接到开关SW1的控制端，在控制信号的高电平逻辑状态阶段，开关SW1被接通。从任意一个周期的主开关QM开始被接通的时刻t₂₁到控制信号从高电平翻转成低电平的时刻t₂₃，初级电流I_P对应从零值的前沿初始值I_PV增长到时刻t₂₃的关断电流值I_OFF。在t₂₁到t₂₃的时间段内虽然动态的感测信号V_CS一直都输入给电压电流转换器110，但是一旦控制信号从高电平翻转成低电平而将开关SW1断开，时刻t₂₃之后至控制信号进入其下一个周期的高电平状态之前，第一电压跟随器111都无法将节点121处的电压值转换输出。并且时刻t₂₃对应的表征了关断电流值I_OFF大小的感测信号V_CS-OFF被输入给电压电流转换器110的电压转电流输入端，由电压电流转换器110将其转换成流经转换电阻R12的中间转换电流I_M，进一步将中间转换电流I_M转换成横跨在转换电阻R12两端的电压，第一电压跟随器111再将跨在转换电阻R12上的电压即节点121处的电压转化成与感测信号V_CS-OFF等值的电压输出。一个周期T_S内第一电压跟随器111最终输出的电压值被定格在t₂₃时刻对应的感测信号V_CS-OFF。第一存储电容C₂接收来自第一电压跟随器111输出端传输的与感测信号V_CS-OFF等值的电压，并对第一存储电容C₂的充电，第一存储电容C₂保持存储了时刻t₂₃对应的流经初级绕组130A的关断电流值I_OFF的信息，存储的信息体现为第一存储电容C₂未接地的一端节点122处所持有的电压值V_CS-OFF。

凭借上文讨论的方案，侦测模块201抓取了CCM模式下t₁₂时刻的消隐电流值I_LEB和t₁₃时刻的关断电流值I_OFF储存于采样保持锁存器202，以及抓取了DCM模式下t₂₂时刻的消隐电流值I_LEB和t₂₃时刻的关断电流值I_OFF储存于采样保持锁存器202。最终的目的是迎合公式(5)和(10)的计算，故下文将进一步介绍对消隐电流值I_LEB与关断电流值I_OFF进行求和的计算，以及计算T_OFF与T_S之比。

参见图6，计算电路280包括一个电流求和单元203，电流求和单元203含有一个电压电流转换器113和另一个电压电流转换器114，为了以示区分，它们对应分别记作第二和第三电压电流转换器。在分别为电压电流转换器113、114提供工作电压的节点106、107处施加直流电源电压V_DD给转换器113、114供电，以及在电压电流转换器113、114两者的电流输出端互连的公共连接节点124处与接地端之间连接一个求和电阻R14。电压电流转换器113的电压转电流输入端连接到第一存储电容C₂一端的节点122处，第一存储电容C₂保持的关断电流值I_OFF信息以等于电压值V_CS-OFF的方式输送给电压电流转换器113，从而电压电流转换器113将第一存储电容C₂存储的关断电流值I_OFF信息转化成在其电流输出端输出的等于关断电流值I_OFF的电流。与此同时，电压电流转换器114的电压转电流输入端则连接到第二存储电容C₃一端的节点123处，使第二存储电容C₃保持的消隐电流值I_LEB信息以等于电压值V_CS-LEB的方式输送给电压电流转换器114，从而电压电流转换器114将第二存储电容C₃存储的消隐电流值I_LEB信息转化成在其电流输出端输出的等于消隐电流值I_LEB的电流。

也就是说，基于将该电压电流转换器113、114各自的电流输出端合并一起共同连接到求和电阻R14未接地一端的公共节点124处，和将求和电阻R14的另一端接地，则流经求和电阻R14的总电流就等于关断电流值I_OFF和消隐电流值I_LEB两者的总和，等于I_LEB+I_OFF，而节点124处的电压值V₁₂₄等于I_LEB+I_OFF之和与求和电阻R14的阻值R_SUM相乘。此外，电流求和单元203还包含一个第三电压跟随器128，其正输入端连接到电阻R14一端的公共节点124处而负输入端则连接到它的输出端，被配置成电压跟随器(Voltage follower)或单位增益放大器，由其正输入端接收的电压产生和输出电压V_TRS，调整求和电阻R14阻值的大小可调节第三电压跟随器128的输出电压值大小，譬如可以设置第三电压跟随器128的输出电压V_TRS与求和电阻R14的阻值R_SUM乘以(I_LEB+I_OFF)的结果相等或与之成比例。在一个示范性但非限制性的实施例中，如果取求和电阻R14的阻值等于1欧姆，则第三电压跟随器128的输出电压可以等于(I_LEB+I_OFF)。

参见图6，计算电路280包括一个输出级205电路，在输出级205的输出端口的节点126处输送最终的输出电压V_F。如果第三电压跟随器128传输的输出电压V_TRS在一个周期T_S内仅仅只在时间段T_OFF内通过输出级205输出，周期T_S内其他的时间段不通过输出级205输出，就可以让输出电压V_F＝V_TRS×(T_OFF÷T_S)，也即V_F＝R_SUM×(I_LEB+I_OFF)×(T_OFF÷T_S)，这种设想依赖于计算电路的具体预算方式。参考上文的公式(5)和(10)，考虑到由于匝数比N为变压器130之设定值并且可调节变通，则变压器130次级侧的输出电流I_O与输出级205的输出电压V_F之间的关系为I_O＝(N×V_F)÷(R_SUM×2)，也就是说反激转换器输出电流I_O可由输出级205实现预计算。

参见图6，计算电路280还包括一个逻辑控制单元204，逻辑控制单元204决定第三电压跟随器128传输的输出电压V_TRS在一个周期T_S内仅仅只在时间段T_OFF内通过输出级205输出，在整个周期T_S除了时间段T_OFF余下的其他时间内不从输出级205输出。在输出级205中设置了一个开关SW5，记作第三开关，开关SW5的一个输出端接地而一个输入端的节点125直接或间接耦合到第三电压跟随器128的输出端。在一个实施例中，第三电压跟随器128的输出端和开关SW5输入端的节点125处之间连接有一个电阻R15，以及在开关SW5一端的节点125和接地端之间连接有一个电容C₅，如果启用电阻R15和电容C₅的话则它们相当于一个取样保持电路。在一个完整的周期T_S时段，无论是CCM模式还是DCM模式，都在关闭时段T_OFF将开关SW5断开，从而输出电压V_TRS可以通过输出级205输出到输出端口的节点126。但在CCM模式下的导通时段T_ON内需要将开关SW5接通，或者在DCM模式下需要在导通时段T_ON内和在死区时段T_D内将开关SW5接通，从而输出电压V_TRS通过接通的开关SW5流向地端GND但不通过输出级205输出到输出端口的节点126。其目的在于，只要利用逻辑控制单元204判断出开关SW5导通或断开的时机，便可对第三电压跟随器128传输出来的输出电压V_TRS进一步执行乘以一个比值(T_OFF÷T_S)的计算。

参见图6，逻辑控制单元204包括一个第四电压跟随器115，其中第四电压跟随器115的正输入端连接到图1中N型功率MOSFET主开关QM的漏极端的节点104处，主开关QM的源极端连接到节点101处。第四电压跟随器115作为输入缓冲器，具有较高的输入阻抗特征以便与信号源连接，高输入阻抗可以隔绝前后级的相互影响，第四电压跟随器115的负输入端连接到它的输出端，使它由运算放大器配置成电压跟随器(Voltage follower)或单位增益缓冲器，第四电压跟随器115用于探测主开关QM的漏极端与初级绕组130A连接处公共节点104的电压变化。除了可按照图6将第四电压跟随器115配置成跟随器，但应当理解还可以用输入电压和输出电压的比例关系可调的电压放大器等类似器件来替换它，将主开关QM的漏极端的电压先降低或增加后再输送到电阻R13的一端。籍由第四电压跟随器115正输入端撷取的漏极端电压产生并输出一个电压，第四电压跟随器115输出的电压传输到逻辑控制单元204中一个电阻R13的一端，该电阻R13的另一端连接到逻辑控制单元204中一个电容C₄的一端节点127处，该电容C₄的另一端接地，电阻R13和电容C₄构成一个移相电路，体现在当第四电压跟随器115输出端的电压下降时，节点127的电压将会延迟一个小段时间后才开始下降，所以它们也相当于是一个延迟电路。此外，逻辑控制单元204还包括一个比较器116，该比较器116的同相输入端连接到节点127处而反相输入端则连接到一个提供参考电压V_TH的电压源(如电池)的正极，且该电池的负极连接到第四电压跟随器115输出端。第四电压跟随器115很灵敏的监控主开关QM漏极端节点104的电压变化趋势，而节点104的原始电压被第四电压跟随器115转换成次级态电压的形式体现。比较器116的作用在于，将同相端接收的电容C₄上的节点127处的电压，和反相端接收的参考电压V_TH与第四电压跟随器115输出端的电压两者之和进行比较，同时将比较结果输送到逻辑控制单元204中的一个RS触发器120的置位端S。

主控制模块102发出的控制信号如PWM信号除了驱动主开关QM的栅极和驱动开关SW1的控制端之外，还对逻辑控制单元204进行控制。逻辑控制单元204包含了两个反相器117、118和一个与门119，其中与门119的一个输入端与另一个输入端之间连接有该反相器118。需要将控制信号经过反相器117反相后输送到与门119的一个输入端，以及将控制信号依次经过反相器117、反相器118先后两次反相后再输送到与门119的另一个输入端。反相器118具有纳秒(ns)级的延迟时间，而与门119及反相器118连同反相器117合并形成为一个由控制信号的下降沿触发的单稳态触发器。同时与门119的输出端连接到RS触发器120的复位端R，从而RS触发器120其Q输出端的输出结果主要受控于与门119的输出信号S_TRI和比较器116的比较结果S_COM，而比较器116的比较结果S_COM取决于主开关QM漏极端电压的影响，与门119的输出信号S_TRI取决于控制信号的下降沿。我们还将RS触发器120的Q输出端连接到输出级205中开关SW5的控制端，由Q输出端的输出结果来驱动开关SW5的开关切换。可参见图7A的CCM模式和图7B的DCM模式下，与门119的输出信号S_TRI和比较器116的比较结果S_COM影响Q输出端的输出结果的波形示意图。

参见图7A和图7B，无论是CCM模式还是DCM模式，与门119在主开关QM的每次导通周期结束时均会因为控制信号PWM的反相信号而产生一个纳秒(ns)级的高电平单稳态重置信号，即图中所示的与门119的输出信号S_TRI的较窄的高电平脉冲，使RS触发器的Q端输出结果于每次控制信号PWM的高电平结束时也即控制信号PWM的下降沿的时刻进入低电平状态，该状态延续整个关断时段T_OFF，迫使开关SW5断开以将第三电压跟随器128输出的电压V_TRS在关断时段T_OFF通过输出级205输出。在CCM模式和DCM模式下，任意一个开关周期当主开关QM被高电平的控制信号接通开始进入导通时段T_ON阶段，主开关QM的漏极端电压值较低，当第四电压跟随器115侦测到的节点104的原始电压被转换成其输出端的次级电压值得以体现时，节点104的电压下降亦会导致第四电压跟随器115输出端的电压下降，因电阻R13及电容C₄的相移效果或延迟效果，此阶段主开关QM漏极端较低的电压会致使电容C₄上节点127处的电压值，要高于参考电压V_TH和第四电压跟随器115输出端的次级电压值之和，所以RS触发器120的置位端S接收比较器116输出的高电平比较结果S_COM以在Q输出端传输出高电平，迫使开关SW5接通以将第三电压跟随器128输出的电压V_TRS在导通时段T_ON释放到地。值得注意的是，在DCM模式下，因次级电流I_S下降至零时，表示将进入死区时间T_D使得主开关QM漏极端电压下降，漏极电压在该时段要比关断时段T_OFF低得多，由于较低的漏极电压会致使第四电压跟随器115输出端的电压同步下降，此刻电容C₄上节点127处的电压值因电阻R13及电容C₄的相移效果，使得电容C₄上节点127电压值高于参考电压V_TH加上第四电压跟随器115输出端的电压，所以RS触发器120的置位端S接收比较器116输出的高电平比较结果S_COM以在Q输出端传输出高电平，迫使开关SW5接通以将第三电压跟随器128输出的电压V_TRS在死区时间T_D释放到地。

籍此，在周期T_S内以这种方式，只在时间段T_OFF内允许电压V_TRS通过输出级205输出到节点126，可使V_F＝R_SUM×(I_LEB+I_OFF)×(T_OFF÷T_S)，则变压器130的次级一侧给负载提供的输出电流I_O等于{N×(I_LEB+I_OFF)×T_OFF}÷(2×T_S)，进一步推算出电流I_O等于(N×V_F)÷(2×R_SUM)，实现公式(5)和(10)的计算，其中N为初级绕组130A的匝数N_P与次级绕组130B的匝数N_S两者的比值。

在一些可选实施例中，可以在输出级205中开关SW5的一个输入端的节点125处和第三电压跟随器128的输出端之间连接一个电阻R15，以及在开关SW5一端的节点125处和输出端口的节点126之间连接一个电阻R16，电阻R16的一端也即节点125处和接地端之间连接一个电容C₅，电阻R16的另一端也即节点126和接地端之间连接有另一个电容C₆。输出级205所包含的电阻R16和C₆是很好的滤波电路，可保障在输出端口的节点126处输出的输出电压V_F是具有较小纹波的平滑电压。

以上通过说明和附图，给出了具体实施方式的特定结构的典型实施例，上述发明提出了现有的较佳实施例，但这些内容并不作为局限。对于本领域的技术人员而言，阅读上述说明后，各种变化和修正无疑将显而易见。因此，所附的权利要求书应看作是涵盖本发明的真实意图和范围的全部变化和修正。在权利要求书范围内任何和所有等价的范围与内容，都应认为仍属本发明的意图和范围内。