本发明涉及一种浪涌电流限制电路。
背景技术：
传统地，已经提出了一种浪涌电流限制电路，在具有大容量的平滑电容器并联连接于电气负载的情况下，在将功率从蓄电池供给到电气负载时，该浪涌电流限制电路用于减小从蓄电池流入平滑电容器的浪涌电流。浪涌电流限制电路包括：第一连接线，其用于将电池的正端子与电气负载互相连接；第二连接线，其用于将电池的负端子与电气负载互相连接；开关，其分别设置于第一连接线和第二连接线上；和电流限制电路，其并联连接于这些开关中的每个开关。
电流限制电路包括：开关元件；预充电电阻器和泄露电流检测电路，并且当电源开始对电气负载供电时，首先打开设置于第二连接线的开关和开关元件。结果，平滑电容器经由预充电电阻器缓慢地充电，使得能够抑制浪涌电流(参见专利文献1)。
引用列表
专利文献
专利文献1：日本特许第4123441号公报
技术实现要素：
技术问题
然而，在专利文献1中描述的浪涌电流限制电路中，需要在第一连接线和第二连接线上分别设置开关，并且需要设置开关元件和预充电电阻器，这不可避免地使构造复杂化。
完成了本发明以解决该问题，并且本发明的目的是提供一种浪涌电流限制电路，该浪涌电流限制电路能够在防止构造复杂化的同时防止部件由于浪涌电流而损坏。
解决问题的方案
本发明的浪涌电流限制电路包括：第一连接线，该第一连接线将电池的正端子与电气负载互相连接；第二连接线，该第二连接线将所述电池的负端子与所述电气负载互相连接；电容器，该电容器具有连接于所述第一连接线的一个电极和连接于所述第二连接线的另一个电极；开关，该开关设置在所述第一连接线和所述第二连接线中的第一线上；和电流限制电路，该电流限制电路设置在所述第一连接线和所述第二连接线中的第二线上，其中，所述电流限制电路包括：电流传感器，该电流传感器设置在所述第二线上；运算放大器，该运算放大器在反相输入端子处接收与由所述电流传感器获得的检测值对应的信号，并且在非反相输入端子处接收电流指令值；和开关元件，该开关元件设置在所述第二线上，在控制端子处接收来自所述运算放大器的输出信号，并且根据所述输出信号进行开关操作，并且在从当所述开关接通直到所述电容器的充电完成为止的时间段内，所述电流指令值被设定为比与所述电路中所包含的部件的额定电流的最小一个相对应的值更小的值，并且被设定为比所述开关元件的安全操作区域中的最大电流值更小的值。
在该浪涌电流限制电路中，在从当开关接通直到电容器的充电完成为止的时间段内，电流指令值被设定为比与电路中所包含的部件的额定电流的最小一个相对应的值更小的值。因此，由于运算放大器的将两个端子的值被调整为互相相同的特征，所以通过开关元件将电流传感器的检测值调整为等于电流指令值，并且因此，在直到电容器的充电完成为止的时间段内，防止部件由于浪涌电流而损坏。另外，由于电流限制电路设置在第一连接线和第二连接线中的第二线上，所以不需要设置多个开关，并且开关仅设置在第一连接线和第二连接线中的一个上。因此，能够在防止构造复杂化的情况下，防止部件由于浪涌电流而损坏。另外，由于将电流指令值设定为比对应于开关元件的安全操作区域中的最大电流值的值更小的值，所以在开关元件中不发生二次击穿现象，使得能够有效地使用开关元件。
可选择地，本发明的浪涌电流限制电路包括：第一连接线，其将电池的正端子与电气负载互相连接；第二连接线，其将所述电池的负端子与所述电气负载互相连接；电容器，其具有连接于所述第一连接线的一个电极和连接于所述第二连接线的另一个电极；开关，其设置在所述第一连接线和所述第二连接线中的第一线上；和电流限制电路，其设置在所述第一连接线和所述第二连接线中的第二线上，并且所述电流限制电路包括：电流传感器，其设置在所述第二线上；运算放大器，其在反相输入端子处接收与由所述电流传感器获得的检测值对应的信号，并且在非反相输入端子处接收电流指令值；和开关元件，其设置在所述第二线上，在控制端子处接收来自所述运算放大器的输出信号，并且根据所述输出信号进行开关操作，并且所述开关元件是碳化硅静电感应晶体管。
在该浪涌电流限制电路中，为了将碳化硅静电感应晶体管用在活动区域中，更加优选地，使用静电感应晶体管而不是具有栅极氧化层薄膜的MOSFET。
在该浪涌电流限制电路中，优选地，流经开关元件的电流值与开关元件的两端之间的电压差的乘积被设定为恒定值。
在该浪涌电流限制电路中，电流指令值被设定成能够使流经开关元件的电流值与开关元件的两端之间的电压差的乘积恒定。因此，如在电流指令值是恒定值的情况中一样，能够避免开关元件的功率在从开关接通直到电容器的充电完成为止的时间段的前半部分中高而在后半部分中低的状态，并且能够使功率在整个时间段内基本恒定。因此，能够避免开关元件的额定功率的性能过剩(浪费)，并且能够实现抑制开关元件的额定功率和缩短电容器的充电完成所需的时间中的至少一者。
此外，本发明的浪涌电流限制电路优选地包括：电压传感器，该电压传感器检测所述开关元件的两端之间的电压差；和运算器，该运算器基于来自所述电压传感器的信号和来自所述电流传感器的信号来计算用于使流经所述开关元件的电流与所述开关元件的两端之间的电压差的乘积恒定的所述电流指令值，并且将计算的所述电流指令值输出到所述运算放大器的所述非反相输入端。
在该浪涌电流限制电路中，由于设置了基于来自所述电压传感器和来自所述电流传感器的信号来计算用于使流经所述开关元件的电流值与电压值的乘积恒定的电流指令值，并且将计算的所述电流指令值输出到所述运算放大器的所述非反相输入端子的运算器，所以能够通过实际监控开关元件的电压差来计算电流指令值，并且例如，能够根据使用浪涌电流限制电路的温度环境处理各个部件的电阻值的变化等，并且因此，能够更加精确地使施加于开关元件的功率保持恒定。
另外，本发明的浪涌电流限制电路优选地还包括：判定部，该判定部基于来自所述电压传感器的信号判定所述电容器的充电是否已经完成，其中，如果所述判定部判定所述电容器的充电已经完成，则所述运算器通过将所述电流指令值改变为比在从所述开关接通直到所述电容器的充电完成为止的时间段内更高而将所述开关元件置于完全接通状态。
在该浪涌电流限制电路中，由于设置了判定电容器的充电的完成的判定部，所以不需要基于经过的时间来判定电容器的充电的完成，并且能够基于开关元件的实际电压差进行判定，使得能够在更加精确的时间点将开关元件置于完全接通状态。
发明的有益效果
本发明能够提供一种浪涌电流限制电路，其能够在防止构造复杂化的同时防止部件由于浪涌电流而损坏。
附图说明
图1是图示出根据本发明的实施例的浪涌电流限制电路的一个实例的电路图。
图2是说明实施例的浪涌电流限制电路的操作的图，其中图示出输入到运算放大器的非反相输入端子的电流指令值。
图3是说明实施例的浪涌电流限制电路的操作的图，其中图示出电流值、电压值等。
图4是图示出根据实施例的变形例的浪涌电流限制电路的电路图。
图5A和5B是图示出实施例的浪涌电流限制电路中的功率的图，其中，图5A图示出漏极电压和漏极电流，并且图5B图示出功率。
图6A和6B是图示出变形例的浪涌电流限制电路中的功率的图，其中，图6A图示出第一实例，并且图6B图示出第二实例。
图7是图示出变形例的开关元件的电流、电压和功率的图。
图8是图示出根据实施例的第二变形例的浪涌电流限制电路的电路图。
参考标记列表
1至3浪涌电流限制电路
10...电流限制电路
11...电流传感器
13...电压传感器
14...运算器
15...判定部
B...电池
C...逆变器电容器(电容器)
L1...第一连接线
L2...第二连接线
L3...第三连接线
OP...运算放大器
Q...开关元件
SW...继电器开关(开关)
具体实施方式
现在将基于附图描述本发明的优选实施例，并且注意，本发明不限于下面的实施例。图1是图示出根据本发明的实施例的浪涌电流限制电路的一个实例的电路图。
本实施例的浪涌电流限制电路1是设置在用于将功率供给到混合动力车辆或电动车辆的电气负载(诸如逆变器)的电源系统中的电路，并且如图1所示，包括第一连接线L1、第二连接线L2、逆变器电容器(电容器)C、继电器开关(开关)SW和电流限制电路10。
第一连接线L1将电池B的正端子与电气负载互相连接，并且第二连接线L2将电池B的负端子与电气负载互相连接。逆变器电容器C设置在将第一连接线L1与第二连接线L2互相连接的第三连接线L3上，并且具有连接到第一连接线L1的一个电极和连接到第二连接线L2的另一个电极。在下文中，将第一连接线L1与第三连接线L3之间的连接点称为第一节点“a”，并且将第二连接线L2与第三连接线L3之间的连接点称为第二节点“b”。
继电器开关SW在第一连接线L1上设置在电池B与第一节点“a”之间的一部分中，使其在向电气负载供电时接通并且在切断电源时断开。电流限制电路10在第二连接线L2上设置电池B与第二节点“b”之间的一部分中，从而限制在接通继电器开关SW时产生的浪涌电流。
该电流限制电路10包括电流传感器11、运算放大器OP和开关元件Q。电流传感器11设置在第二连接线L2上，从而将与检测值对应的电压信号输出到运算放大器OP的非反相输入端子，并且例如，使用分流电阻器。运算放大器OP在反相输入端子处接收与电流传感器11的检测值对应的电压信号，并且在非反相输入端子处接收电流指令值。
具体地，开关元件W是碳化硅静电感应晶体管(SiC-SIT)，其栅极(控制端子)连接到运算放大器OP的输出，从而根据输入到栅极的运算放大器OP的输出信号进行开关操作。该开关元件Q具有连接到第二节点“b”的漏极和连接到电流传感器11侧的源极。顺便提及，开关元件Q不限于碳化硅静电感应晶体管，并且可以是MOSFET、IGBT、双极型晶体管等。
另外，在从继电器开关SW接通直至逆变器电容器C充电完成为止的时间段内，将输入到本实施例的运算放大器OP的非反相输入端子的电流指令值设定这样一种电压值，该电压值比与浪涌电流限制电路1中所包含的部件(诸如继电器开关SW和逆变器电容器C)的额定电流中的最小的一个相对应的电压值更小。
这里，由于运算放大器OP的将两个端子的值调整为相同的特征，所以通过开关元件Q将电流传感器11的检测值调整为与电流指令值相同。因此，在直到逆变器电容器C的充电完成为止的时间段内，流经第二连接线L2的电流得到调整，使得能够防止部件由于浪涌电流而损坏。
接着，将描述本实施例的浪涌电流限制电路1的操作。图2是说明本实施例的浪涌电流限制电路1的操作的图，并且图示出输入到运算放大器OP的非反相输入端子的电流指令值。
首先，当在时间t0将继电器开关SW接通时，将电流指令值设定为V1。然后，在规定时间经过之后的时间t1，电流指令值变为V2(＞V1)。其后，电流指令值保持在V2。
这里，如上所述，将电流指令值V1设定为比与在浪涌电流限制电路1中所包含的部件的额定电流中的最小一个相对应的电压值更小的电压值。更具体地，在开关元件Q的安全操作区域(SOA)中，将电流指令值V1设定为比与最大电流值对应的电压值更小的值。具体地，将电流指令值V1设定为0.1V。从而，开关元件Q受到控制，使得由电流传感器11测量为0.1V的电流能够流动。
另外，在正常期间(对应于在浪涌电流限制期间完成之后将期望功率供给到电气负载的阶段)，将电流指令值V2设定为比流经第二连接线L2的电流值充分大的值，并且设定为用于完全接通开关元件Q的值。
此外，将从时间t0到时间t1的规定时间设定为消除浪涌电流所需的时间或比该所需时间长的时间，并且具体地，设定为约0.2秒。
接着，将参考图3更详细地描述本实施例的浪涌电流限制电路1的操作。图3是说明本实施例的浪涌电流限制电路1的操作的图，其中图示出电流值、电压值等。
首先，假设在时间0秒时接通继电器开关SW。将电流指令值设定为V1(0.1V)，并且控制开关元件Q，使得由电流传感器11测量为0.1V的电流能够流动。结果，刚好在接通继电器开关SW之后，约1.5A的漏极电流流动，并且施加约70V的漏极电压。另外，功率对应于漏极电流与漏极电压的乘积，其瞬时变为约110W。注意，该点处的栅极电压是约6V。
接着，在时间0.05秒时，漏极电压下降到约50V。因此，功率也下降到约75W。
其后，漏极电压也下降，并且在时间0.2秒之前，漏极电压变为0V，并且因此，功率变为0W。在该时间点，逆变器电容器C的充电完成，并且浪涌电流的发生期间已经结束。
其后，虽然在图中未示出，但是电流指令值变为V2，并且开关元件Q置于完全接通状态。
以这种方式，在本实施例的浪涌电流限制电路1中，在从继电器开关SW接通直到逆变器电容器C的充电完成为止的时间段中，将电流指令值设定为比与浪涌电流限制电路1中所包含的部件的额定电流的最小一个相对应的值更小的值。因此，由于运算放大器OP的将两个端子的值调整为互相相同的特征，所以通过开关元件Q将电流传感器11的检测值调整为等于电流指令值，并且因此，在直到逆变器电容器C的充电完成为止的时间段内，防止了部件由于浪涌电流而损坏。另外，由于电流限制电路10设置在第二连接线L2上，所以不需要设置多个继电器开关SW，并且继电器开关SW仅仅设置在第二连接线L2上。因此，能够在防止构造复杂化的状态下防止部件由于浪涌电流而损坏。另外，由于将电流指令值V1设定为比与开关元件Q的安全操作区域中的最大电流值对应的值更小的值，所以在开关元件Q中不发生二次击穿现象，使得能够有效地使用开关元件Q。
此外，由于开关元件Q是碳化硅静电感应晶体管，以在活动区域使用碳化硅静电感应晶体管，所以更加优选地，使用静电感应晶体管而不是具有栅极氧化层薄膜的MOSFET。
目前为止已经基于实施例描述了本发明，但是注意，本发明不限于上述实施例，并且可以在不背离本发明的范围的情况下进行修改和变化。例如，虽然在本实施例中，继电器开关SW设置在第一连接线L1上并且电流限制电路10设置在第二连接线L2上，但是本发明不限于该构造，并且在电流限制电路10设置在第一连接线L1上的情况下，继电器开关SW可以设置在第二连接线L2上。
另外，本实施例的浪涌电流限制电路1可以构造如下：首先，在本实施例的浪涌电流限制电路1中，在从继电器开关SW接通直到逆变器电容器C的充电完成的期间的后半部分(具体地，图3中的时间0.1秒到0.2秒)，开关元件Q的额定功率性能过剩。换句话说，需要将SOA中的开关元件Q的最大功率设定为与在浪涌电流开始时施加于开关元件Q的最大功率相对应的值(即，图3中的110W)。因此，需要将具有与浪涌电流开始时一致的最大额定功率的开关元件Q并入到浪涌电流限制电路1中，但是在直到逆变器电容器C的充电完成为止的时间段的后半部分中，这样的SOA中的最大功率不是必要的，并且性能过剩。
另一方面，如果SOA中的开关元件Q的最大功率减小，则产生直到逆变器电容器C的充电完成为止的期间变长的问题。因此，可以采用下面的构造。
图4是图示出根据本实施例的变形例的浪涌电流限制电路2的电路图。如图4所示，浪涌电流限制电路2包括电压传感器13和运算器14。
电压传感器13将与开关元件Q的两端之间的电压差对应的信号输出到运算器14。运算器14根据由电压传感器13检测到的与开关元件Q的两端之间的电压差对应的信号产生的电流指令值，并且将其输出到运算放大器OP的非反相输入端子。换句话说，运算器14基于来自电压传感器13的信号和来自电流传感器11的信号来计算用于使流经开关元件Q的电流值与开关元件Q的两端之间的电压差的乘积恒定的电流指令值，并且将其输出到运算放大器OP的非反相输入端子。
与上述电流指令值相似地，在从继电器开关SW接通直到逆变器电容器C的充电完成为止的时间段内，将这样的电流指令值设定为比与不超过开关元件Q的SOA的值对应的电压值更小的电压值。另外，在变形例中，如上所述，将电流指令值设定为用于使流经开关元件Q的电流值与开关元件Q的两端之间的电压差的乘积恒定的值。因此，施加到开关元件Q的功率恒定，并且因此，能够使在从继电器开关SW接通直到逆变器电容器C的充电完成为止的整个时间段内施加到开关元件Q的功率恒定。结果，能够发挥出下面的效果。
图5A和图5B是图示出本实施例的浪涌电流限制电路1中的功率的图，其中，图5A图示出漏极电压和漏极电流，并且图5B图示出功率。如图5A所示，漏极电流在从继电器开关SW接通直到逆变器电容器C的充电完成为止的整个时间段内基本恒定。相比之下，漏极电压在初始阶段高，并且随着逆变器电容器C充电而变低。因此，如图5B所示，对应于漏极电压与漏极电流的乘积的功率在初始阶段具有大的值W1，并且随着逆变器电容器C充电而变小。
图6A和6B是图示出变形例的浪涌电流限制电路2中的功率的图，其中，图6A图示出第一实例，并且图6B图示出第二实例。如果将用于使流经开关元件Q的电流值与该开关元件Q的两端之间的电压的乘积恒定的电流指令值输入到运算放大器OP，则功率例如如图6A所示。具体地，在从继电器开关SW接通直到逆变器电容器C的充电完成为止的整个时间段内施加到开关元件Q的功率基本恒定为值W2，但是在初始阶段并不高，并且并不随着逆变器电容器C充电而变小。因此，具有SOA中的最大功率W2的开关元件Q可以并入到浪涌电流限制电路2中，并从而解决了性能过剩的问题。
可选择地，如图6B所示，可以将用于实现功率在整个时间段内基本恒定为值W1的电流指令值输入到运算放大器OP。从而，解决了开关元件Q在该时间段的后半部分中性能过剩的问题，并且另外，能够减少用于对逆变器电容器C充电所需的时间。
图7是图示出变形例中的开关元件Q的电流、电压和功率的图。如图7所示，用于将开关元件Q的功率保持在1800W的电流指令值输入到运算放大器OP。具体地，当继电器开关SW处于接通状态时，用于实现约2.5A的漏极电流和稍高于700V的漏极电压的电流指令值输入到运算放大器OP。该点处的开关元件Q的功率是约1800W。
另外，在时间0.10秒(继电器开关在时间0.01秒接通)时，漏极电流变为约3.5A并且漏极电压变为稍高于500V，并且在时间0.15秒时，漏极电流变为稍高于5A并且漏极电压变为约350V。然后，刚好在时间0.19秒(当充电完成时)之前，漏极电流变为大致1A并且漏极电压变为约1800V。
运算器14构造成计算用于实现这样的电流、电压和功率的电流指令值数据。因此，如在电流指令值是恒定值的情况中一样，能够避免开关元件Q的功率在从继电器开关SW接通直到逆变器电容器C的充电完成为止的时间段的前半部分中高而在后半部分中低的状态，并且能够使功率在整个时间段内大致恒定。因此，能够避免SOA中的开关元件Q的最大功率的性能过剩(浪费)，并且能够实现抑制SOA中的开关元件Q的最大功率和缩短用于完成逆变器电容器C的充电所需的时间段的至少其中一者。
此外，由于设置了上述运算器14，所以能够通过实际监控开关元件Q的电压差而计算电流指令值，并且例如，能够根据使用浪涌电流限制电路2的温度环境而处理各个部件的电阻值的变化等，并且因此，能够更加精确地使施加到开关元件Q的功率保持恒定。
图8是图示出根据本实施例的第二变形例的浪涌电流限制电路3的电路图。除了上述变形例的部件之外，图8所示的第二变形例的浪涌电流限制电路3还包括判定部15。
判定部15基于从电压传感器13供给的信号来判定逆变器电容器C的充电是否已经完成。另外，如果判定逆变器电容器C的充电已经完成，则判定部15将对应的信号传递到运算器14。
另外，在第三变形例中，如果判定部15判定逆变器电容器C的充电已经完成，则运算器14通过将电流指令值改变为比在从继电器开关SW接通直到逆变器电容器C的充电完成为止的时间段内更高而将开关元件Q置于完全接通状态。
以这种方式，如在上述实施例和变形例中一样，不需要基于经过的时间(例如，稍短于0.2秒)来判定逆变器电容器C的充电完成，而能够将开关元件Q的实际电压差用于判定，并且因此，能够在更精确的时间点将开关元件Q置于完全接通状态。
顺便提及，变形例和第二变形例的技术、或者这些技术的一部分可以并入到本实施例的浪涌电流限制电路1中。
现在，将本发明的浪涌电流限制电路的实施例的特征简要概括为下面的[1]至[5]。
[1]一种浪涌电流限制电路，包括：
第一连接线(L1)，其将电池(B)的正端子与电气负载互相连接；
第二连接线(L2)，其将所述电池的负端子与所述电气负载互相连接；
电容器(逆变器电容器C)，其具有连接于所述第一连接线的一个电极和连接于所述第二连接线的另一个电极；
开关(继电器开关SW)，其设置在所述第一连接线和所述第二连接线中的第一线上；
电流限制电路(10)，其设置在所述第一连接线和所述第二连接线中的第二线上，
其中，所述电流限制电路包括：电流传感器(11)，其设置在所述第二线上；运算放大器(OP)，其在反相输入端子处接收与由所述电流传感器获得的检测值对应的信号，并且在非反相输入端子处接收电流指令值；和开关元件(Q)，其设置在所述第二线上，在控制端子处接收来自所述运算放大器的输出信号，并且根据所述输出信号进行开关操作，并且
在从当所述开关接通直到所述电容器的充电完成为止的时间段内，所述电流指令值设定为比与所述电路中所包含的部件的额定电流的最小一个相对应的值更小的值，并且设定为比所述开关元件的安全操作区域中的最大电流值更小的值。
[2]根据以上[1]的浪涌电流限制电路，其中，所述开关元件是碳化硅静电感应晶体管。
[3]根据以上[1]或[2]的浪涌电流限制电路，其中，将流经所述开关元件的电流值与所述开关元件的两端之间的电压值的乘积设定为恒定值。
[4]根据以上[3]的浪涌电流限制电路，还包括：
电压传感器(13)，其检测所述开关元件的所述两端之间的电压差；和
运算器(14)，其基于来自所述电压传感器的信号和来自所述电流传感器的信号来计算用于使流经所述开关元件的电流与所述开关元件的两端之间的电压差的乘积恒定的电流指令值，并且将计算的所述电流指令值输出到所述运算放大器的所述非反相输入端子。
[5]根据以上[4]的浪涌电流限制电路，还包括：判定部(15)，该判定部基于来自所述电压传感器的信号来判定所述电容器的充电是否已经完成，
其中，如果所述判定部判定所述电容器的充电已经完成，则所述运算器通过将所述电流指令值变为比在从所述开关接通直到所述电容器的充电完成为止的时间段内更高而将所述开关元件置于完全接通状态。
已经参考特定实施例详细描述了本发明，并且对于本领域技术人员来说明显地：能够在不背离本发明的精神和范围的情况下做出各种变化和修改。
本申请基于2013年8月27日提交的在先日本专利申请(日本专利申请No.2013-175257)和2014年6月12日提交的日本专利申请(日本专利申请No.2014-121496)，这两个专利申请的全部内容通过引用并入此处。
工业实用性
根据本发明，能够防止部件由于浪涌电流而损坏，同时防止构造复杂化。具有这种效果的本发明对于浪涌电流限制电路是有用的。