技术领域本公开涉及功率电子的领域。更具体地说，本公开涉及一种控制功率电子开关的接通和关断的补偿电路、整流单元(commutationunit)和功率转换器。
背景技术：
整流单元在需要转换电压源的电子系统中是常用的，包括一般称为反相器的DC-DC转换器和DC-AC转换器。在对于功率转换器电路(例如比如在电气和/或电气混合自动化应用中所使用的功率转换器电路)所允许的有限空间的情况下，并且给定半导体的高成本，对于这些整流单元的集成的需求增加。一种已知的减少功率转换器电路中的半导体所占据的空间的方式是增加它们的效率，以由此允许它们的冷却表面的大小得以减少。传统功率转换器电路中出现的功率电子开关中的损耗主要由两种源产生：导通损耗和开关损耗。一种用于减少开关损耗的方式通常是通过加速功率电子开关的接通和关断。然而，功率电子开关的快速关断在它们的高频环路的寄生(杂散)电感中生成过压。因此一般需要减慢功率电子开关的关断，以保护它们抵抗过压。这可能严重影响传统功率转换器电路的总体效率。图1是传统整流单元(例如用在传统功率转换器电路中的传统整流单元)的理想化电路图。整流单元10将来自电压源12(或来自电容器)的DC电压Vbus转换为电流源Iout(或电感)，其通常生成对于负载14适当的电压Vout，负载14可以是阻性负载或电机等。整流单元10包括续流二极管16和受控功率电子开关18(例如绝缘栅极双极型晶体管(IGBT))。电容器20(Cin)用于限制电压源12的电压Vbus的变化，电感32用于限制输出电流Iout的变化。栅极驱动器(图1中未示出，但在后面附图中示出)控制功率电子开关18的接通和关断。图1示出整流单元10、负载14和电压源12的的配置，其中，能量从电压源12流动到负载14(即，在附图上从左到右)。整流单元10也可以用在能量在相反方向上流动的相反配置中。当接通时，功率电子开关18允许电流通过此处从其集电极22传递到其发射极24；此时，功率电子开关18可以近似为闭合电路。当关断时，功率电子开关18不允许电流传递通过此处，并且变为开放电路。栅极驱动器在功率电子开关18的栅极26与发射极24之间施加可变控制电压。对于一些类型的功率电子开关(例如双极型晶体管)，栅极驱动器可以充当电流源而非充当电压源。通常，当栅极26与发射极24之间所施加的电压为“高”时，功率电子开关18允许电流从集电极22传递到发射极24。当栅极26与发射极24之间所施加的电压为“低”时，功率电子开关18阻挡电流传递通过此处。更详细地，表示为Vge的栅极26与发射极24之间的电压差受控于栅极驱动器。当Vge大于用于功率电子开关18的阈值Vge(th)时，开关18接通，并且集电极22与发射极24之间的电压Vce变为零。当Vge小于Vge(th)时，功率电子开关18关断，并且Vce最终达到Vbus。当功率电子开关18接通时，电流Iout从电压源12(并且瞬时地从电容器20)流动通过负载14并且通过集电极22和发射极24。当功率电子开关18关断时，电流Iout从负载14循环，并且在续流二极管16中传递。因此可以观测到功率电子开关18和续流二极管16串接地操作。以高频接通并且关断功率电子开关18允许输出电感Lout32中的电流Iout保持适度地恒定。应注意，在其它功率电子开关类型(例如双极型晶体管)的情况下，术语“栅极”可以替代以“基极”，基极受控于电流，与受控于电压的栅极相反。这些区别并不改变整流单元10的总体操作原理。图2是示出寄生(杂散)电感的图1的传统整流单元的另一电路图。与图1的理想化模型对比，实际整流单元的各组件之间的连接定义寄生电感。虽然寄生电感分布在整流单元10内的各个位置处，但图2中所提出的合适的模型示出表示总体寄生电感的两(2)个区别电感，包括功率电子开关18的发射极电感30以及表示续流二极管16、功率电子开关18和电容器20所形成的高频环路36周围的所有其它寄生电感(除了发射极电感30之外)的电感34。高频环路36是在功率电子开关18的开关时电流显著改变的路径。应注意，输出电感Lout32并非高频环路的部分，因为其电流贯穿整流时段保持适度地恒定。图3是进一步示出栅极驱动器40的传统整流单元的电路图。图3上并未示出整流单元10的一些元件，以简化说明。图3进一步示出具有正供电电压42和负供电电压44的栅极驱动器40，栅极驱动器40的输出46经由栅极电阻器Rg连接到功率电子开关18的栅极26。栅极驱动器40的正供电电压42具有表示为+Vcc的值，而负供电电压44具有表示为-Vdd的值。栅极驱动器40的输入48连接到整流单元10的控制器(未示出)，如本领域公知。栅极驱动器40的输出46处的电压上至+Vcc，并且下至-Vdd，以控制栅极26处的电压。栅极26到发射极的输入电阻可能非常高，尤其是在IGBT的情况下。然而，当栅极驱动器40在+Vcc与–Vdd之间交变时，栅极26与发射极24之间出现的寄生Miller电容使得某电流从输出46流动。栅极电阻器的值Rg选作寄生Miller电容和功率电子开关18的期望开关速率的函数，从而栅极26处的电压以对于期望开关速率适当的速率而改变。在图3上，流动通过功率电子开关18和发射极寄生电感30的电流Iigbt当功率电子开关18接通时基本上等于Iout，并且当功率电子开关18关断时快速地减少到(基本上)零。当功率电子开关18接通或关断时，流动通过此处的电流Iigbt以很快的速率增加或消失。根据公知公式(1)，表示为di/dt的Iigbt的这些变化生成电感30和34两端的电压：VL=L·didt---(1)]]>其中，VL是电感两端所感应的电压，L是电感值。寄生电感34两端生成电压VLs，发射极寄生电感30两端生成电压VLe。在图2和图3上，当Iigbt电流非常快速地消失时，穿过包括发射极电感30的高频环路电感34示出的极性反映在功率电子开关18的关断时所获得的电压，di/dt因此取得负值。在功率电子开关18的接通时，穿过包括发射极电感30的高频环路电感34的电压处于相反方向上。这些电压VLs和VLe与来自电压源12的Vbus串行。当功率电子开关18关断时，集电极22到发射极24电压增加，直到续流二极管16接通。此时，Vbus、VLs和VLe的相加产生功率电子开关18的集电极22与发射极24之间所施加的重大过压。虽然功率电子开关关于操作而额定在某电压等级，但极度过压可能减少任何功率电子开关的寿命，由此带来其过早的故障或甚至破坏设备。图4是以两个传统整流单元形成的传统IGBT支路(leg)的电路图。在以上图1-图3的描述中所介绍的两个整流单元10(其中，IGBT在图4的示例中用作功率电子开关18)连接在单个环路中，以形成功率转换器50的IGBT支路70。第一功率电子开关(底部IGBTQ1)与第一续流二极管(顶部续流二极管D2)串接而操作，第二功率电子开关(顶部IGBTQ2)与另一续流二极管(底部续流二极管D1)串接而操作。每个IGBT具有其自身的栅极驱动器40。电压源12与经由寄生电感Lc连接到IGBT支路70的输入电感20(Cin)并行而提供电压Vbus。图4中已经表示功率转换器的引线、连接、解耦合电容器和电路板迹线中所固有地提供的寄生电感。用于从电池(例如12)对三相电机(未示出)进行供电的三相功率转换器将包括图4所示的三(3)个IGBT支路70。由于这些三相功率转换器据信是公知的，因此在此不进一步详细地描述它们。从图4可见，每个栅极驱动器的基准连接到IGBTQ1和Q2的发射极，典型地称为IGBTQ1和Q2的逻辑管脚。为了简明，图4的描述关注于包括底部IGBTQ1的其底部部分。在以上图2和图3的描述中所讨论对功率电子开关18的过压影响也施加到IGBTQ1和Q2。当底部IGBTQ1关断时，在过压时段期间，电流从底部IGBTQ1经过到顶部续流二极管D2。正确地选择的IGBT能够支持穿过IGBT支路70中出现的各个寄生电感(Lc、L+Vbus、Lc-high、Le-high、Lc-low、Le-low和L-Vbus)的电流变化(di/dt)所创建的过压。实际上，由于电感抵抗其中的电流改变，因此加性电压在IGBT支路70中发展，如图4所示的寄生电感的极性所示。加入到源的电压Vbus的这些电压一般产生超过底部IGBTQ1的最大集电极到发射极电压Vce额定的电压。顶部IGBTQ2经受同样问题。存在倾向于通过减慢栅极-发射极电压的斜率来限制功率电子开关中的过压的解决方案。然而，过度限制过压可能暗示较长的电流开关时间，减少整流单元性能。此外，当操作在高总线电压Vbus时，整流单元10和功率转换器50可以传递它们的最大功率。用于限制穿过高频环路36的寄生电感所生成的过压的当前解决方案允许使用接近功率电子开关18的最大电压额定的总线电压。然而，总线电压可能随着时间或在不同应用之间变化。为此，作为安全措施，通常需要超标设计传统整流单元中的过压保护。故此，传统整流单元以小于它们的最大可实现功率输出而操作。与动态电流共享有关的大量附加问题源自整流单元的并行化，尤其是当并行放置IGBT支路时。例如，倘若一对并行化功率电子开关转变之一处于比同一对中的另一个更快的状态下，那么该最快开关支持比其它开关更多的电流，并且因此生成更多的热量。这样一般带来一些并行化功率电子开关的过早衰老，带来功率转换器的寿命的过早结束。传统上，为了克服这些动态失衡问题，服从一些规则。第一种规则建议对于每个功率电子开关使用匹配栅极驱动器电路，其中，具有相等栅极电阻器以及栅极环路电感的栅极驱动器用于使得所有功率电子开关的开关时间之间的延迟最小化。根据第二种规则，选择待放置得并行的功率电子开关，从而它们具有匹配的本征参数(例如寄生电容、阈值电压和增益)。可以通过使用同一批次中所制造的开关来进行匹配的功率电子开关的选择。最后，第三种规则建议对于每一功率电子开关在高频环路中使用相同电路布局。一般在很多应用中特别难以实现该第三种规则，因为普通功率电子开关具有它们自身的功率电路路径。此外，当将分立式开关放置得并行时，因为机械和封装强制，所以并非总是能够匹配它们的功率电路分支中的每一个。因此，需要能够补偿功率电子开关的可变特性的电路。
技术实现要素：
根据本公开，提供一种补偿电路，用于通过栅极驱动器独立地控制功率电子开关的接通和关断。所述补偿电路包括：第一电路路径，被配置为：在所述功率电子开关的接通时对穿过所述功率电子开关的电感所感应的电压的第一部分进行采样。还包括的是：第二电路路径，被配置为：在所述功率电子开关的关断时对穿过所述功率电子开关的电感所感应的电压的第二部分进行采样。所述补偿电路还包括栅极驱动器基准连接，被配置为：分别在所述功率电子开关的接通和关断期间供应电压的所述第一部分和第二部分。本公开还涉及一种补偿电路，用于独立地控制与第二功率电子开关并行而放置的第一功率电子开关的接通和关断，所述控制是通过栅极驱动器完成的。所述补偿电路包括：第一电路路径，被配置为：在所述第一功率电子开关的接通时对穿过所述第一功率电子开关的电感所感应的电压的第一部分进行采样。还包括的是：第二电路路径，被配置为：在所述第一功率电子开关的关断时对穿过所述第一功率电子开关的电感所感应的电压的第二部分进行采样。所述补偿电路还包括栅极驱动器基准连接，被配置为：分别在所述第一功率电子开关的接通和关断期间供应电压的所述第一部分和第二部分。根据本公开，还提供一种整流单元，被配置用于限制开关过压。所述整流单元包括：功率电子开关，具有在所述功率电子开关的接通和关断时通过其生成电压的寄生电感；以及补偿，连接到所述寄生电感。本公开还涉及一种功率转换器，包括一对并行支路，每个支路具有串行连接的一对功率电子开关，每个功率电子开关具备所述补偿电路之一。本公开还涉及一种功率转换器，包括一对并行支路，每个支路串行连接包括所述补偿电路的一对整流单元。在阅读参照附图仅通过示例的方式给出的的其说明性实施例的以下非限定性描述时，前述和其它特征将变得更清楚。附图说明参照附图，仅通过示例的方式将描述本公开的实施例，其中：图1是传统整流单元(例如用在传统功率转换器电路中的传统整流单元)的理想化电路图；图2是示出寄生(杂散)电感的图1的传统整流单元的另一电路图；图3是进一步示出栅极驱动器的传统整流单元的电路图；图4是以两个传统整流单元形成的传统IGBT支路的电路图；图5是包括两个并行化IGBT支路的功率转换器的电路图；图6是根据第一说明性实施例的示出补偿电路的图5的部分的详细视图；以及图7是根据第二说明性实施例的示出补偿电路的图5的部分的详细视图。相同标号在各个附图上表示相同特征。具体实施方式本公开的各个方面通常针对与功率电子开关的可变特性有关的问题中的一个或多个。可操作为尤其在IGBT的关断时限制整流单元中的过压的电路描述于国际专利公开No.WO2013/082705A1中、国际专利申请No.PCT/CA2013/000805中、美国临时申请No.61/808,254、No.61/898,502、No.61/904,038、No.61/905,045和No.61/904,050中以及可得自http://www.advbe.com/docs/DeciElec2013-JeanMarcCyr-TM4.pdf的“ReducingswitchinglossesandincreasingIGBTdriveefficiencywithReflexTMgatedrivertechnology”中，其全部由Jean-MarcCyr等人著作，它们的公开通过引用合并到此。本技术提供整流单元的功率电子开关的关断和接通时的过压和开关损耗的控制。在此所提出的电路和方法通常与用于限制并行化功率电子开关的关断和/或接通时的过压的其它解决方案兼容。并非限制，所公开的技术可以用在单个整流单元、具有两(2)个级联整流单元的支路以及并行化支路中。在整流单元中，在功率电子开关的关断时的di/dt穿过整流单元的高频环路的寄生(杂散)电感生成电压。除了将功率提供给整流单元的总线电压之外，还穿过功率电子开关施加该电压。已经提出基于将穿过功率电子开关出现的过压的采样注入到功率电子开关的栅极驱动器的解决方案。根据本公开所构建的整流单元包括一对电路路径，其分别选择在功率电子开关的接通和关断时穿过功率电子开关的电感所感应的电压的不同部分，从而这些部分得以有选择地施加，以控制功率电子开关的接通和关断。将主要结合包括多对形成IGBT支路的整流单元的功率转换器来描述在此所公开的技术，一对IGBT支路进一步放置得并行，以用于高功率应用。然而，相同的教导可应用于单个整流单元或单个IGBT支路。此外，以下描述将主要涉及使用绝缘栅极双极型晶体管(IGBT)。在以下描述中提及IGBT是为了说明的目的，但并非意味着限制本公开。相同的技术可以应用于使用金属氧化物场效应晶体(MOSFET)、双极型晶体管和类似的功率电子开关所构造的整流单元。一般来说，所公开的补偿电路通过减少具有区别特性的各并行化功率电子开关之间的动态失衡来促进在此所描述的功率电子开关的并行操作。通过在接通和关断时平衡开关电流来实现该目的。提供补偿电路以将穿过每个单独功率电子开关的高频环路的寄生电感的降电压的反馈注入到其各个栅极驱动器电路。这样允许有选择地在并行化开关的接通和关断时调整速度。该补偿电路通过动态地降低在接通期间在功率电子开关的栅极处所施加的电压或在关断期间增加它来分离地调整整流单元中的电流变化(di/dt)。当然，所公开的补偿电路可以用在单个功率电子开关配置中或单个支路配置中，因为其提供用于在开关期间的过压控制的普通问题的替选解决方案。图5是包括两个并行化IGBT支路的功率转换器的电路图。图5还示出组件互连以及单独反馈环路对每个功率电子开关的栅极驱动器所产生的寄生电感。在图5的示例中，可以通过相同模块或不同模块的分立式部分或开关来构造两个支路。在本公开的上下文中，“模块”是包含以普通晶片制成的包括若干IGBT和二极管的芯片的封装。两个并行化开关也可以是待并行化以增加输出处的可用相电流的分立式部分。第一支路100包括底部IGBTQ1、其关联续流二极管D2和寄生电感Lc1-low和Le1-low以及顶部IGBTQ2、其关联二极管续流和寄生电感Lc2-high和Le2-high。第一栅极驱动器GD1和第二栅极驱动器GD2分别与底部IGBTQ1和顶部IGBTQ2的栅极关联。栅极驱动器GD1和GD2从控制器(未示出)接收信号，并且接通或关断它们的所连接的IGBTQ1和Q2。每个栅极驱动器GD1和GD2的栅极驱动器基准(返回路径)分别连接到补偿电路112和114，补偿电路112和114还穿过它们的各个IGBTQ1和Q2的寄生发射极电感Le1-low和Le2-high而连接。第二支路200包括底部IGBTQ3和顶部IGBTQ4以及对应续流二极管D3和D4。顶部IGBTQ2和Q4二者由连接到各个补偿电路114和118的各个栅极驱动器GD2和GD4并行(同时)接通，以将电流从正Vbus支节提供给连接到端口300的负载，负载是例如三相电机中的一个相。在底部IGBTQ1和Q3二者由各个栅极驱动器GD1和GD3接通的同时，顶部IGBTQ2和Q4二者并行关断，以提供从负载到负Vbus支节的电流路径。第二支路200与第一支路100相同，并且将在此不进一步描述。可以注意，如果期望将甚至更多功率提供给连接到端口300的负载，则可以与第一支路100和第二支路200并行而使用附加支路。将根据负载的功率需求并且根据功率转换器中的IGBT的功率额定来选择并行支路的数量。当IGBTQ2和Q4接通或关断时，电流的改变速率(di/dt)在具有较低总寄生电感的支路100或200之一中较高，假设IGBTQ2和Q4的各个栅极电路关于最小延迟和类似的栅极电路参数提供相似的定时。例如，如果Le1-low+Lc1-low+Le2-high+Lc2-high的总和小于Le3-low+Lc3-low+Le4-high+Lc4-high的总和，则支路100中的较低的总电感抵抗对di/dt的较少阻性。在此情况下，IGBTQ2整流比IGBTQ4更高的电流，因此在接通时消耗更多的损耗。在此情况下，IGBTQ2可能期待遭受比IGBTQ4更高的热应力。当IGBTQ2和Q4关断时，它们必须能够承受穿过包括分别出现在功率转换器的支路100和200中的用于Q2的L-Vbus、Le1-low、Lc1-low、Le2-high、Lc2-high和L+Vbus以及用于Q4的L-Vbus、Le3-low、Lc3-low、Le4-high、Lc4-high和L+Vbus的各个寄生电感的di/dt所创建的过压。实际上，由于电感抵抗其中的电流改变，因此加性电压在每个支路100和200的电路中发展。出于可靠性原因，加入到正Vbus支节和负Vbus支节之间的电压必须保持得低于每个IGBT的最大额定电压。IGBTQ2与Q4之间的不同的关断di/dt创建不同的电压过冲以及关断损耗方面的失衡。一般来说，通过加入连接到每个功率电子开关的栅极驱动器的补偿电路，在IGBT的栅极驱动器的目前情况下，每个IGBT的寄生发射极电感中所感应的电压的采样在栅极驱动器中得以反馈，以独立于每个IGBT而在接通和关断期间都控制传递通过IGBT的电流的改变速率(di/dt)。穿过每个IGBT的寄生发射极电感的电压的受控部分因此注入在栅极驱动器中，以创建从功率电路到IGBT的栅极电路的负电压(反馈)，产生减慢栅极-发射极电压(Vge)的变化。结果是在不显著产生延迟或附加栅极电流的情况下在栅极电压上的直接动作。因为在传统商用IGBT模块中在发射极的逻辑连接与功率连接之间不存在优化的发射极电感，所以已经开发出补偿电路以在接通阶段与关断阶段期间分离地优化栅极驱动电路中所注入的电压的采样。图6是根据第一说明性实施例的示出补偿电路的图5的部分的详细视图。图6在补偿电路112的实施例的情况下示出并行化支路100和200的底部部分。为了简明，以下将详细描述仅补偿电路112及其对IGBTQ2和其栅极驱动GD1的连接；应理解，补偿电路114、116和118是相似地构造的。如图6所示，补偿电路112包括接通阻性分压器电路，其包括串联并且在寄生电感Le1-low两端的电阻器R1和R2。二极管Don将电阻器R1和R2的结点互连到栅极驱动器GD1的基准113。相似地，补偿电路112包括关断阻性分压器电路，其包括串联并且在寄生电感Le1-low两端的电阻器R3和R4。二极管Doff将电阻器R3和R4的结点互连到栅极驱动器GD1的基准113。接通阻性分压器电路和关断阻性分压器电路允许分离地调整反馈到栅极驱动器GD1的所感应的电压等级。在关断IGBTQ1时，传递通过Q1的电流的负变化产生穿过寄生电感的降电压(通过参照图2最佳地理解该情况，图2示出在关断时在寄生发射极电感上所生成的电压的极性)。发射极电压小于基准113处的电压。在关断二极管Doff变为导通的同时，关断二极管Don同时是非导通的。在接通IGBTQ1时，相反的情况成立。接通二极管Don和关断二极管Doff因此确保正确的阻性分压器用在IGBTQ1的适当的开关阶段。应注意，栅极驱动器具有对于它们的各个功率电子开关的栅极的接通和关断的分离控制。相应地，在区别的开关阶段时，栅极电阻器Ron和Roff将栅极驱动器GD1的输出和IGBTQ1的栅极互连，起到图3和图4的电阻器Rg的作用。增加栅极电阻器Ron和Roff的值减慢在接通和关断时电流的改变速率，而降低它们的值在接通和关断时加速这种改变速率。这种开放环路动作并不考虑对整流具有很大影响的功率电路的寄生电感的差异。相应地，对于关断，与Roff组合的R3对于R4的比率设置IGBTQ1中的电流下降的速率。两个栅极电阻器R3和R4的值确定IGBTQ1的栅极电路中所注入的穿过寄生发射极电感所采样的电压的反馈部分。栅极电阻器的值受调整，以控制关断损耗，由此控制IGBTQ2上的热应力并且将IGBTQ2上的过压保持得低于最大额定。对于接通，与Ron组合的R1对于R2的比率设置IGBTQ1的电流上升速率。栅极两个电阻器R1和R2的值确定IGBTQ1的栅极电路中所注入的穿过寄生发射极电感所采样的电压的反馈部分。补偿电路116的这些电阻器和对应电阻器的值受调整，以平衡并行化IGBTQ1与Q3之间的接通损耗，控制它们的热应力，同时还将相反续流二极管的恢复电流保持在它们的最大额定内。本技术通过闭合环路动作而根据IGBT的各个支路的寄生电感来分离地调整放置得与另一IGBT并行的每个IGBT(或更一般地，放置得与另一功率电子开关并行的每个功率电子开关之间)的电流上升和下降时间的速率。因此，允许平衡它们的开关损耗，同时还控制它们的在关断时的过压以及在接通时的恢复电流。该技术均衡施加到功率电子开关的应力。图7是根据第二说明性实施例的示出补偿电路的图5的部分的详细视图。图7的第二实施例公开补偿电路122，其与补偿电路112不同在于：已经移除电阻器R2和关断二极管Doff。补偿电路122因此包括电阻器R1，其当IGBTQ2的发射极电压高于基准113时在接通期间连接得与电阻器R3并行。二极管Don将电阻器R1互连到栅极驱动器GD1的基准113。相应地，选择与R3并行的R1的值以及R4的值，以在接通期间将充足的信号部分反馈到栅极驱动器。补偿电路122形成关断阻性分压器电路，其包括串联并且在寄生发射极电感Le1-low两端的电阻器R3和R4。由于二极管Don的配置确保电阻器R1在关断时不起作用，因此在补偿电路122的配置中无需二极管Doff。在关断期间，与Roff组合的R3对于R4的比率设置电流下降速率，以调整IGBTQ1中的过压限制。两个电阻器R3和R4的值确定IGBTQ1的栅极电路中所注入的寄生发射极电感中所感应的电压的反馈部分。这些电阻器的值受调整，以将IGBTQ1上的过压保持在额定限制之下，并且平衡IGBTQ1与Q3之间的关断损耗，后者受益于使用相似的补偿电路124。可以注意，虽然补偿电路122具有比图6的补偿电路112更少的元件，电阻器R2和二极管Doff缺少，但该补偿电路提供更小的调整灵活性。在前面，选择在寄生发射极电感Le1-low两端所感应的电压，以反馈到栅极驱动器GD1，以改进在接通和关断时IGBTQ1的行为，并且通过在接通和关断时平衡它们的开关电流来减少可能在并行化功率电子开关的情况下产生的动态失衡。替代地，寄生电感中所感应的电压也可以用于提供这种反馈，因为从与正受控的功率电子开关相同的支路的寄生电感获得采样电压。已经参照用于选择寄生发射极电感中所感应的电压的部分的阻性电路示出并且描述了补偿电路112和122的该描述，其也应用于其它补偿电路。使用其它类型的电路以选择所感应的电压的部分(例如比如包括变压器或其它电压适配器的电路)也是预期的。前面描述可应用于DC-DC转换器和DC-AC功率转换器(例如使用半导体完整支路、相反成对的功率电子开关和续流二极管的整流单元或并行半导体支路)，以提供对所连接的负载(例如电车的电机)的替选电流的解决方案。本领域技术人员应理解，整流单元、功率转换器和补偿电路的描述仅是说明性的，而非意图以任何方式进行限制。其它实施例将容易地对具有本公开的益处的本领域技术人员建议它们自身。此外，可以定制整流单元、功率转换器和补偿电路，以提供对与整流单元和功率转换器中所使用的功率电子开关的可变特性有关现有需要和问题的有价值的解决方案。为了清楚，在此并未示出并且描述整流单元、功率转换器和补偿电路的实现方式的所有常规特征。当然，应理解，在整流单元、功率转换器和补偿电路的任何这样的实际实现方式的发展中，可能需要进行大量实现方式特定的判断，以实现开发者的特定目的(例如与和应用、系统和商业有关的约束的顺应性)，并且这些特定目的将随着实现方式并且随着开发者而变化。此外，应理解，开发努力可能是复杂并且耗时的，但对于具有本公开的益处的功率电子领域的技术人员将绝非是承揽工程的常规。应理解，整流单元、功率转换器和补偿电路在它们的应用方面不限于附图中所示出以及以上所描述的构造和部分的细节。所提出的整流单元、功率转换器和补偿电路能够用于其它实施例，并且能够通过各种方式实践。还应理解，在此所使用的短语或术语目的是描述而非限制。因此，虽然以上已经通过其说明性实施例的方式描述了整流单元、功率转换器和补偿电路，但在不脱离主题发明的精神、范围和性质的情况下，可以修改它们。