逆变器的制作方法

本发明涉及逆变器，尤其涉及将第1～第3直流电压转换成三电平的交流电压的逆变器。

背景技术：

日本专利特开2011-78296号公报(专利文献1)中公开了一种逆变器，其具备四个晶体管及四个二极管，将高电压、低电压以及中间电压转换成三电平的交流电压。该逆变器中，四个二极管中进行反向恢复动作的两个二极管由宽带隙半导体形成，从而能实现恢复损耗的降低。另外，通过由宽带隙半导体以外的半导体来形成不进行反向恢复动作的两个二极管，从而能实现成本降低。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利特开2011-78296号公报

技术实现要素：

发明所要解决的技术问题

然而，在现有的逆变器中，四个晶体管由同种半导体形成，因此损耗还较高，成本也较高。

因此，本发明的主要目的在于以低损耗来提供低成本的逆变器。

解决技术问题的技术方案

本发明所涉及的逆变器分别将提供给第1～第3输入端子的第1～第3直流电压转换成三电平的交流电压，并输出至输出端子，包括：第1晶体管，该第1晶体管的第1电极及第2电极分别与第1输入端子及输出端子相连；第2晶体管，该第2晶体管的第1电极及第2电极分别与输出端子及第2输入端子相连；第1二极管及第2二极管，该第1二极管及第2二极管分别与第1晶体管及第2晶体管反向并联连接；以及双向开关，该双向开关连接于第3输入端子及输出端子之间。第1直流电压比第2直流电压要高，第3直流电压是第1直流电压与第2直流电压的中间电压。双向开关包含第3晶体管及第4晶体管以及第3二极管及第4二极管。第1晶体管、第2晶体管、第3二极管以及第4二极管分别由宽带隙半导体形成，第3晶体管、第4晶体管、第1二极管以及第2二极管分别由宽带隙半导体以外的半导体形成。

发明效果

本发明所涉及的逆变器中，对电流进行切换的第1晶体管及第2晶体管以及进行反向恢复动作的第3二极管及第4二极管由宽带隙半导体形成，因此能够降低开关损耗及恢复损耗。另外，由于不对电流进行开关的第3晶体管及第4晶体管以及不进行反向恢复动作的第1二极管及第2二极管由宽带隙半导体以外的半导体形成，因此能够实现成本降低。

附图说明

图1是表示本发明的实施方式1的逆变器的结构的电路框图。

图2是表示对图1所示的四个晶体管进行控制的四个PWM信号的波形的时序图。

图3是用于对流过图1所示的逆变器的电流进行说明的电路图。

图4是表示流过图1所示的逆变器的电流的时序图。

图5是用于对图1所示的两种晶体管的开关损耗进行说明的时序图。

图6是表示图1所示的逆变器所包含的半导体模块的结构的框图。

图7是表示具备图1所示的逆变器的不间断电源装置的结构的电路框图。

图8是表示实施方式1的变形例的电路框图。

图9是表示实施方式1的其他变形例的电路框图。

图10是表示实施方式1的另一其他变形例的电路框图。

图11是表示本发明的实施方式2的逆变器的结构的电路框图。

图12是表示本发明的实施方式3的逆变器的结构的电路框图。

具体实施方式

(实施方式1)

图1是表示本发明的实施方式1的逆变器的结构的电路框图。图1中，该逆变器具备输入端子T1～T3、输出端子T4、晶体管Q1～Q4以及二极管D1～D4。

输入端子T1、T3分别与直流电源PS1的正极及负极相连。输入端子T3、T2分别与直流电源PS2的正极及负极相连。直流电源PS1、PS2分别输出直流电压。直流电源PS1的输出电压与直流电源PS2的输出电压相等。因此，输入端子T1、T2、T3分别施加有直流电压V1、V2、V3，使V1＞V3＞V2，且V3＝(V1+V2)/2。该逆变器将施加至输入端子T1～T3的直流电压V1～V3转换成三电平的交流电压V4，并输出至输出端子T4。此外，若将输入端子T3接地，则直流电压V1～V3分别为正电压、负电压以及0V。

晶体管Q1、Q2分别为利用宽带隙半导体来形成的N沟道MOS晶体管，这里，宽带隙半导体使用SiC(碳化硅)。晶体管Q1、Q2各自的额定电流例如为600A，比晶体管Q3、Q4以及二极管D1～D4各自的额定电流要大。

晶体管Q3、Q4分别为利用宽带隙半导体以外的半导体、即Si(硅)来形成的IGBT(Insulated Gate Bipolor Transistor：绝缘栅双极型晶体管)。晶体管Q3、Q4各自的额定电流例如为450A。

二极管D1、D2分别利用宽带隙半导体以外的半导体、即Si(硅)来形成。二极管D1、D2各自的额定电流例如为300A。

二极管D3、D4分别是利用宽带隙半导体来形成的肖特基势垒二极管，这里，宽带隙半导体使用SiC(碳化硅)。二极管D3、D4各自的额定电流例如为500A。

由此，晶体管Q1、Q2的规格与晶体管Q3、Q4的规格不同，二极管D1、D2的规格与二极管D3、D4的规格不同的理由如下所述。

晶体管Q1的漏极(第1电极)与输入端子T1相连，其源极(第2电极)与输出端子T4相连。二极管D1的阳极与输出端子T4相连，其阴极与输入端子T1相连。

晶体管Q2的漏极与输出端子T4相连，其源极与输入端子T2相连。二极管D2的阳极与输入端子T2相连，其阴极与输出端子T4相连。也就是说，二极管D1、D2分别与晶体管Q1、Q2反向并联连接。

晶体管Q3、Q4的集电极(第1电极)互相连接，晶体管Q3、Q4的发射极(第2电极)分别与输入端子T3及输出端子T4相连。二极管D3、D4的阴极均与晶体管Q3、Q4的集电极相连，其阳极分别与输入端子T3及输出端子T4相连。也就是说，二极管D3、D4分别与晶体管Q3、Q4反向并联连接。晶体管Q3、Q4及二极管D3、D4构成双向开关。

接下来，对该逆变器的动作进行说明。分别对晶体管Q1～Q4的栅极提供PWM信号φ1～φ4。图2(a)～(e)是表示PWM信号的φ1～φ4的生成方法及波形的图。尤其是，图2(a)示出了正弦波指令值信号CM、正侧三角波载波信号CA1以及负侧三角波载波信号CA2的波形，图2(b)～(e)分别示出了PWM信号φ1、φ4、φ3、φ2的波形。

图2(a)～(e)中，正弦波指令值信号CM的频率例如为商用频率。载波信号CA1、CA2的周期及相位相同。载波信号CA1、CA2的周期与正弦波指令值信号CM的周期相比足够小。

对正弦波指令值信号CM的电平与正侧三角波载波信号CA1的电平的高低进行比较。在正弦波指令值信号CM的电平比正侧三角波载波信号CA1的电平要高的情况下，PWM信号φ1、φ3分别为“H”电平及“L”电平。在正弦波指令值信号CM的电平比正侧三角波载波信号CA1的电平要低的情况下，PWM信号φ1、φ3分别为“L”电平及“H”电平。

因此，在正弦波指令值信号CM的电平为正的期间，PWM信号φ1、φ3与载波信号CA1同步地交替变为“H”电平，晶体管Q1、Q3交替地导通。另外，在正弦波指令值信号CM的电平为负的期间，PWM信号φ1、φ3分别固定为“L”电平及“H”电平，晶体管Q1固定为截止状态，且晶体管Q3固定为导通状态。

对正弦波指令值信号CM的电平与负侧三角波载波信号CA2的电平的高低进行比较。在正弦波指令值信号CM的电平比负侧三角波载波信号CA2的电平要高的情况下，PWM信号φ2、φ4分别为“L”电平及“H”电平。在正弦波指令值信号CM的电平比负侧三角波载波信号CA2的电平要低的情况下，PWM信号φ2、φ4分别为“H”电平及“L”电平。

因此，在正弦波指令值信号CM的电平为正的期间，PWM信号φ2、φ4分别固定为“L”电平及“H”电平，晶体管Q2固定为截止状态，且晶体管Q4固定为导通状态。另外，在正弦波指令值信号CM的电平为负的期间，PWM信号φ2、φ4与载波信号CA2同步地交替变为“H”电平，晶体管Q2、Q4交替地导通。

PWM信号在一个周期内变为“H”电平的时间与PWM信号一个周期的时间之比称为占空比。PWM信号φ1的占空比在正弦波指令值信号CM的电平为正的期间中，在正弦波指令值信号CM的正的峰值(90度)附近为最大，越离开峰值其占空比越小，在0度附近及180度附近变为0。PWM信号φ1的占空比在正弦波指令值信号CM的电平为负的期间，被固定为0。PWM信号φ3是PWM信号φ1的互补信号。

PWM信号φ2的占空比在正弦波指令值信号CM的电平为正的期间，被固定为0。PWM信号φ2的占空比在正弦波指令值信号CM的负的峰值(270度)附近为最大，越离开峰值其占空比越小，在180度附近及360度附近变为0。PWM信号φ4是PWM信号φ2的互补信号。

接下来，对逆变器动作时分别流过晶体管Q1～Q4及二极管D1～D4的电流进行说明。如图3所示，将从输入端子T1流向输出端子T4的电流设为I1，将从输入端子T4流向输入端子T2的电流设为I2，将从输入端子T3流向输出端子T4的电流设为I3，将从输出端子T4流向输入端子T3的电流设为I4。

图4(a)～(i)是表示逆变器的动作的流程图。尤其是，图4(a)示出了正弦波指令值信号CM、正侧三角波载波信号CA1以及负侧三角波载波信号CA2的波形，图4(b)、(d)、(f)、(h)分别示出了PWM信号φ1、φ4、φ3、φ2的波形，图4(c)、(e)、(g)、(i)分别示出了电流I1、I4、I3、I2的波形。电流I1～I4中的正的电流表示流过晶体管Q的电流，负的电流表示流过二极管D的电流。另外，还示出了功率因数为1.0的情况。

图4(a)～(i)中，在正弦波指令值信号CM的电平为正的期间，PWM信号φ4、φ2分别固定为“H”电平及“L”电平，PWM信号φ1与φ3交替变为“H”电平。因此，晶体管Q4、Q2分别被固定为导通状态及截止状态，晶体管Q1与Q3交替导通，在输出端子T4交替出现直流电压V1与V3。

该期间中，在晶体管Q1导通时，有与晶体管Q1的导通时间相对应的电平的电流I1流过，在晶体管Q1截止时，在二极管D3及晶体管Q4的路径中有对电流I1进行电平互补的电流I3流过。

晶体管Q2固定于截止状态，因此没有电流流过晶体管Q2，晶体管Q2中不发生开关损耗。晶体管Q3被导通、截止，二极管D3中有电流流过，晶体管Q3中没有电流流过，因此晶体管Q3中不发生开关损耗。晶体管Q4固定于导通状态，因此有电流流过晶体管Q4，晶体管Q4中不发生开关损耗。因此，该期间内，晶体管Q1～Q4中流过晶体管Q1的电流的实际值达到最大，晶体管Q1中的开关损耗达到最大。

每当晶体管Q1从截止状态变化为导通状态时，对二极管D3施加有逆偏置电压，二极管D3进行反向恢复动作。该期间内，其他二极管D1、D2、D4中没有电流流过。

在正弦波指令值信号CM的电平为负的期间，PWM信号φ3、φ1分别固定为“H”电平及“L”电平，PWM信号φ2与φ4交替变为“H”电平。因此，晶体管Q3、Q1分别被固定为导通状态及截止状态，晶体管Q2与Q4交替导通，在输出端子T4交替出现直流电压V2与V3。

该期间中，在晶体管Q2导通时，有与晶体管Q2的导通时间相对应的电平的电流I2流过，在晶体管Q2截止时，在二极管D4及晶体管Q3的路径中有电流I3流过。

晶体管Q1固定于截止状态，因此没有电流流过晶体管Q1，晶体管Q1中不发生开关损耗。晶体管Q4被导通、截止，二极管D4中有电流流过，晶体管Q4中没有电流流过，因此晶体管Q4中不发生开关损耗。晶体管Q3固定于导通状态，因此有电流流过晶体管Q3，晶体管Q3中不发生开关损耗。因此，该期间内，晶体管Q1～Q4中流过晶体管Q2的电流的实际值达到最大，晶体管Q2中的开关损耗达到最大。

另外，每当晶体管Q2从截止状态变化为导通状态时，对二极管D4施加有逆偏置电压，二极管D4进行反向恢复动作。另外，该期间内，其他二极管D1、D2、D3中没有电流流过。

综上所述，晶体管Q1、Q2中有大电流流过，在晶体管Q1、Q2中发生开关损耗。晶体管Q3、Q4中有比晶体管Q1、Q2小的电流流过，在晶体管Q3、Q4中不发生开关损耗。

因此，如上所述，作为晶体管Q1、Q2，使用宽带隙半导体即SiC来形成，通过使用额定电流值较大(例如为600A)的N沟道MOS晶体管，从而能实现开关损耗的降低。另外，作为晶体管Q3、Q4，使用宽带隙半导体以外的半导体即Si来形成，通过使用额定电流值较小(例如为450A)的IGBT，从而能实现成本降低。

二极管D3、D4中有与晶体管Q3、Q4相同程度的电流流过，二极管D3、D4进行反向恢复动作。二极管D1、D2中没有电流流过。此外，众所周知，在使用电感器作为负载的情况下，设置二极管D1、D2以用于保护晶体管Q1、Q2不受电感器所产生的电压的影响。

因此，如上所述，作为晶体管Q3、Q4，使用宽带隙半导体即SiC来形成，通过使用额定电流值与晶体管Q3、Q4相同程度(例如为500A)的肖特基势垒二极管，从而能实现在反向恢复动作时降低恢复损耗。另外，作为二极管D1、D2，使用宽带隙半导体以外的半导体即Si来形成，通过使用额定电流值较小(例如为300A)的二极管，从而能实现成本降低。

图5(a)是表示利用Si形成的N沟道MOS晶体管(称为Si晶体管)的开关动作的时序图，图5(b)是表示利用SiC形成的N沟道MOS晶体管(称为SiC晶体管)的开关动作的时序图。

图5(a)、(b)中，设为在初始状态下栅极信号(未图示)变为“H”电平，晶体管导通，在晶体管中有一定电流I流过，漏极-源极间电压Vds为0V。若在某时刻使栅极信号从“H”电平下降到“L”电平，以使得晶体管截止，则电流I减小，电压Vds增大。

从图5(a)、(b)可知，在Si晶体管中电流I开始下降，直到变为0A为止的时间Ta比SiC晶体管中电流I开始下降，直到变为0A为止的时间Tb要长。Si晶体管中，电流I迅速下降到某值为止，但从该值到0A为止的时间较长。从某值变为0A为止流动的电流被称为尾电流。

与此相对，在SiC晶体管中，电流I迅速下降，产生若干过冲。晶体管的开关损耗为电流I与电压Vds的积，与图中的斜线部分面积对应。因此，SiC晶体管的开关损耗比Si晶体管的开关损耗要小。

图6是表示图1所示的逆变器的外观的图。图6中，逆变器具备一个半导体模块M1。半导体模块M1的内部设有晶体管Q1～Q4以及二极管D1～D4。半导体模块M1的外部设有输入端子T1～T3以及输出端子T4。此外，半导体模块M1的外部设有用于对晶体管Q1～Q4的栅极提供PWM信号φ1～φ4的四个信号端子，但为了简化附图，省略四个信号端子的图示。

图7是表示具备图1所示的逆变器的不间断电源装置的结构的电路框图。图7中，不间断电源装置具备：输入滤波器1、整流器2、直流正母线L1、直流负母线L2、直流中性点母线L3、电容器C1、C2、逆变器3、输出滤波器4以及控制装置5。

输入滤波器1是低通滤波器，使来自商用交流电源10的商用频率的交流电通过整流器2，并防止由整流器2产生的载波频率的信号通过交流电源10一侧。

直流正母线L1、直流负母线L2以及直流中性点母线L3的一端与整流器2相连，其另一端分别与逆变器3的输入端子T1～T3相连。电容器C1连接于母线L1、L3之间，电容器C2连接于母线L3、L2之间。母线L1、L3分别与电池B1的正极和负极相连，母线L3、L2分别与电池B2的正极和负极相连。

在由商用交流电源10提供交流电的正常时，整流器2将从商用交流电源10经由输入滤波器1提供来的交流电转换成直流电，将该直流电分别提供给电池B1、B2，并提供至逆变器3。电池B1、B2分别存储直流电。

换言之，通过从控制装置5提供来的PWM信号来控制整流器2，整流器2基于从商用交流电源10经由输入滤波器1提供的交流电压，来生成直流电压V1～V3，将所生成的直流电压V1～V3分别提供给直流正母线L1、直流负母线L2以及直流中性点母线L3。此外，若将输入端子T3接地，则直流电压V1～V3分别为正电压、0V、负电压。利用电容器C1、C2使直流电压V1～V3平滑化。直流电压V1～V3被提供至电池B1、B2以及逆变器3。在商用交流电源10停止提供交流电、即停电时，整流器2停止。

如图1所示，逆变器3包含输入端子T1～T3、输出端子T4、晶体管Q1～Q4以及二极管D1～D4，利用来自控制装置5的PWM信号φ1～φ4来控制逆变器3。

在由商用交流电源10正常提供交流电的正常时，整流器3将由整流器2生成的直流电转换成交流电，在商用交流电源10停止提供交流电、即停电时，将电池B1、B2的直流电转换成交流电。

换言之，逆变器3正常时基于从整流器2经由母线L1～L3提供的直流电压V1～V3来生成三电平的交流电压，停电时，基于从电池B1、B2经由母线L1～L3提供的直流电压V1～V3来生成三电平的交流电压。

输出滤波器4连接于逆变器3的输出端子T4与负载11之间。输出滤波器4是低通滤波器，使从逆变器3输出的交流电中的商用频率的交流电通过负载11，并防止由逆变器3产生的载波频率的信号通过负载11一侧。换言之，输出滤波器4将逆变器3的输出电压转换成商用频率的正弦波，并提供给负载11。

控制装置5对来自商用交流电源10的交流电压、输出至负载11的交流电压、直流电压V1～V3等进行监视，并同时提供PWM信号以控制整流器2及逆变器3。

接下来，对该不间断电源装置的动作进行说明。在由商用交流电源10正常提供交流电的正常时，来自商用交流电源10的交流电经由输入滤波器1被提供至整流器2，由整流器2转换成直流电。由整流器2生成的直流电被存储在电池B1、B2中，并提供给逆变器3，利用逆变器3转换成商用频率的交流电。由逆变器3生成的交流电经由输出滤波器4被提供给负载11，使负载11运行。

在商用交流电源10停止提供交流电、即停电时，整流器2停止运行，并且电池B1、B2的直流电被提供至逆变器3，由逆变器3转换成商用频率的交流电。由逆变器3生成的交流电经由输出滤波器4被提供给负载11，使负载11继续运行。

因此，即使在发生停电的情况下，只要电池B1、B2中存储有直流电，负载11就继续运行。在商用交流电源10再次开始提供交流电的情况下，整流器2再次开始运行，整流器2生成的直流电被提供至电池B1、B2及逆变器3，恢复到原状态。

如上所述，在本实施方式1中，使用由宽带隙半导体形成的N沟道MOS晶体管作为对电流进行导通/截止的晶体管Q1、Q2，使用由宽带隙半导体以外的半导体形成的IGBT作为不对电流进行导通/截止的晶体管Q3、Q4，因此能够降低开关损耗，并降低成本。

此外，使用由宽带隙半导体形成的肖特基势垒二极管作为进行反向恢复动作的二极管D3、D4，使用由宽带隙半导体以外的半导体形成的二极管作为不进行反向恢复动作的二极管D1、D2，因此能够实现降低恢复损耗，并降低成本。

此外，在本实施方式1中，使用SiC作为宽带隙半导体，但并不局限于此，只要是宽带隙半导体即可，也可以使用其他任意的半导体。例如，也可以使用GaN(氮化镓)作为宽带隙半导体。

图8是表示实施方式1的变形例的电路框图，是与图6进行对比的图。图8的该变形例中，逆变器具备基板BP1、搭载在其表面的两个半导体模块M2、M3。半导体模块M2的内部设有晶体管Q1、Q2以及二极管D1、D2，在半导体模块M2的外部设有输入端子T1、T2以及输出端子T4。另外，半导体模块M2的外部设有用于对晶体管Q1、Q2的栅极提供PWM信号φ1、φ2的两个信号端子(未图示)。

半导体模块M3的内部设有晶体管Q3、Q4以及二极管D3、D4，在半导体模块M3的外部设有输入端子T3以及输出端子T4。半导体模块M3的外部设有用于对晶体管Q3、Q4的栅极提供PWM信号φ3、φ4的两个信号端子(未图示)。半导体模块M2的输出端子T4与半导体模块M3的输出端子T4互相连接。该变形例中，也能获得与实施方式1相同的效果。

图9是表示实施方式1的其他变形例的框图，是与图6进行对比的图。图9的该变形例中，逆变器具备基板BP2、以及搭载在其表面的两个半导体模块M4、M5。半导体模块M4的内部设有晶体管Q1～Q4，在半导体模块M4的外部设有输入端子T1～T3、输出端子T4以及中间端子T5。中间端子T5与晶体管Q3、Q4的发射极相连。半导体模块M4的外部设有用于对晶体管Q1～Q4的栅极提供PWM信号φ1～φ4的四个信号端子(未图示)。

半导体模块M5的内部设有晶体管D1～D4，在半导体模块M5的外部设有输入端子T1～T3、输出端子T4以及中间端子T5。中间端子T5与二极管D3、D4的阳极相连。半导体模块M4的端子T1～T5分别与半导体模块M5的端子T1～T5连接。该变形例中，也能获得与实施方式1相同的效果。

图10是表示实施方式1的另一其他变形例的框图，是与图6进行对比的图。图10的该变形例中，逆变器具备基板BP3、以及搭载在其表面的八个半导体模块M11～M18。半导体模块M11～M18的内部分别设有晶体管Q1～Q4，半导体模块M15～M18的内部分别设有二极管D1～D4。半导体模块M11、M15分别包含端子T1、T4，半导体模块M12、M16分别包含端子T2、T4。半导体模块M11、M15的端子T1互相连接，半导体模块M12、M16的端子T2互相连接。

半导体模块M13、M17分别包含端子T3、T5，半导体模块M14、M18分别包含端子T4、T5。半导体模块M13、M14的端子T5与晶体管Q3、Q4的集电极相连，半导体模块M17、M18的端子T5与二极管D3、D4的阴极相连。半导体模块M13、M17的端子T3互相连接，半导体模块M13、M14、M17、M18的端子T5互相连接，半导体模块M11、M12、M14～M16、M18的端子T4互相连接。此外，半导体模块M11～M14的外部分别设有用于对晶体管Q1～Q4的栅极提供PWM信号φ1～φ4的四个信号端子(未图示)。该变形例中，也能获得与实施方式1相同的效果。

(实施方式2)

图11是表示本发明的实施方式2的逆变器的结构的电路图，是与图1进行对比的图。参照图11，该逆变器与图1的逆变器的不同点在于，交换了晶体管Q3与二极管D3的并联连接体以及晶体管Q4与二极管D4的并联连接体。

晶体管Q3、Q4的发射极互相连接，其集电极分别与输入端子T3及输出端子T4相连。利用PWM信号φ1～φ4分别对晶体管Q1～Q4进行控制。在将直流电压V1、V3交替输出至输出端子T4的情况下，晶体管Q4导通，并且晶体管Q1、Q3交替导通。另外，在将直流电压V2、V3交替输出至输出端子T4的情况下，晶体管Q3导通，并且晶体管Q2、Q4交替导通。

其他结构及动作与实施方式1相同，因此不重复说明。该实施方式2也能获得与实施方式1相同的效果。

(实施方式3)

图12是表示本发明的实施方式3的逆变器的结构的电路图，是与图1进行对比的图。参照图12，该逆变器与图1的逆变器的不同点在于，切断了晶体管Q3、Q4的集电极与二极管D3、D4的阴极，使晶体管Q3的集电极与二极管D4的阴极相连，使晶体管Q4的集电极与二极管D3的阴极相连。

利用PWM信号φ1～φ4分别对晶体管Q1～Q4进行控制。在将直流电压V1、V3交替输出至输出端子T4的情况下，晶体管Q4导通，并且晶体管Q1、Q3交替导通。另外，在将直流电压V2、V3交替输出至输出端子T4的情况下，晶体管Q3导通，并且晶体管Q2、Q4交替导通。

其他结构及动作与实施方式1相同，因此不重复说明。该实施方式3也能获得与实施方式1相同的效果。

本次公开的实施方式的所有内容应当被认为是用于例示而非用于限制。本发明的范围由权利要求的范围来表示，而并非由上述说明来表示，本发明的范围还包括与权利要求的范围等同的意思及范围内的所有变形。

标号说明

T1～T3输入端子，T4输出端子，T5中间端子，Q1～Q4晶体管，D1～D4二极管，PS1、PS2直流电源，M1～M5，M11～M18半导体模块，BP1、BP2、BP3基板，1输入滤波器，2整流器，L1直流正母线，L2直流负母线，L3直流中性点母线，B1、B2电池，C1、C2电容器，3逆变器，4输出滤波器，5控制装置，10商用交流电源，11负载。