一种并串联组合隔离变换器变压器变比的设计方法与流程

本发明涉及一种变压器变比的设计方法，尤其是一种并串联组合隔离变换器变压器变比的设计方法。

背景技术：

近年来，随着化石能源和环境污染的日益加剧，可再生能源的发展和应用受到世界各国的广泛关注。在分布式发电系统中，由于太阳能和燃料电池等可再生能源的输出为直流电且变化范围宽，如20-70V，因此需要适合低压宽输入的直直变换器作为并网逆变器的前级，前级输出通常为380V。为了实现电气隔离和高增益，适合低压宽输入的直直变换器通常包含隔离变压器。并串联组合隔离变换器是适合低压宽输入的隔离变换器的一种常用电路拓扑结构。传统并串联组合隔离变换器的变压器变比都相等，从而会导致整流二极管的电压应力仍然较高，无法得到优化设计。因此研究并串联组合隔离变换器的变压器变比的设计方法来减小整流二极管的电压应力，有着重要的理论意义和应用价值。

技术实现要素：

本发明的目的在于针对现有并串联组合隔离变换器变压器变比设计的缺点，提出一种并串联组合隔离变换器的变压器变比的设计方法，从而减小整流二极管的电压应力。

本发明为实现上述目的，采用如下技术方案：

本发明的一种并串联组合隔离变换器变压器变比的设计方法，所述并串联组合隔离变换器包含输入电源U_in，隔离变换电路1、隔离变换电路2和LC滤波电路，所述隔离变换电路1和隔离变换电路2采用输入端并联和输出端串联的连接方式；所述隔离变换电路1和隔离变换电路2均由开关电路、变压器和整流电路构成；所述变压器变比为副边匝数与原边匝数之比；

通过设置隔离变换电路1中变压器T₁的变比n₁和隔离变换电路2中变压器T₂的变比n₂，用于减小整流电路中二极管的电压应力和减小LC滤波电路中滤波电感的体积和重量；包括下述步骤：

1)确定隔离变换电路1中变压器T₁的变比n₁和隔离变换电路2中变压器T₂的变比n₂之和n；

2)确定隔离变换电路2中变压器T₂的变比n₂，保证隔离变换电路2中整流电路二极管电压应力U_D2小于二极管电压应力最大限制U_Dmax；

3)确定隔离变换电路1中变压器T₁的变比n₁；

4)验证隔离变换电路1中整流电路二极管电压应力U_D1是否小于二极管电压应力最大限制U_Dmax；隔离变换电路1中整流电路二极管电压应力U_D1与隔离变换电路2中整流电路二极管电压应力U_D2之差的绝对值小于设定的最大误差值ΔU。

其中，所述步骤1)中，根据最小输入电压U_in(min)和并串联组合隔离变换器的输入输出电压关系确定隔离变换电路1中变压器T₁的变比n₁和隔离变换电路2中变压器T₂的变比n₂之和n，即n₁+n₂＝n。所述并串联组合隔离变换器的输入输出电压关系由隔离变换电路1和隔离变换电路2所选的开关电路和整流电路的拓扑结构确定。所述变比n的取值为0.5的整数倍且大于计算结果。

其中，所述步骤2)中，根据最大输入电压U_in(max)和二极管电压应力最大限制U_Dmax确定隔离变换电路2中变压器T₂的变比n₂。所述最大输入电压U_in(max)不小于最小输入电压U_in(min)的3倍。所述变比n₂的取值为0.5的整数倍且小于计算结果。

其中，所述步骤3)中，隔离变换电路1中变压器T₁的变比n₁为n-n₂。

其中，所述步骤4)中，检验所得隔离变换电路1中变压器T₁的变比n₁是否合理，即隔离变换电路1中整流电路二极管电压应力U_D1是否小于二极管电压应力最大限制U_Dmax；所述隔离变换电路1中整流电路二极管电压应力U_D1与隔离变换电路1中整流电路二极管电压应力U_D2之差的绝对值小于设定的最大误差值ΔU。不满足则返回步骤1)重新确定变比n，直到满足要求。

所述隔离变换电路中的开关电路拓扑可为反激、正激、推挽、半桥或全桥电路中的一种。所述隔离变换电路1中的开关电路和隔离变换电路2中的开关电路可为相同拓扑结构也可为不同拓扑结构。所述隔离变换电路中的整流电路拓扑为桥式整流、全波整流或半波整流电路中的一种。所述隔离变换电路1中的整流电路和隔离变换电路2中的整流电路可为相同拓扑结构也可为不同拓扑结构。所述并串联组合隔离变换器工作在三电平和两电平两种工作模式。所述三电平工作模式为隔离变换电路1工作在脉冲宽度调制控制模式，而隔离变换电路2开关电路中开关管工作在最大占空比。所述两电平工作模式为隔离变换电路1开关电路中开关管都关断，而隔离变换电路2工作在脉冲宽度调制控制模式。

与传统相同变压器变比的并串联组合隔离变换器相比，本发明的并串联组合隔离变换器，通过对隔离变换电路1和隔离变换电路2两变压器变比的设计，减小了整流二极管的电压应力；两电平工作模式中将较小变比的隔离变换电路工作在脉冲宽度调制控制模式，可减小输出滤波电感的体积和重量。该设计方法可应用至多个隔离变换电路并串联的场合。

附图说明

图1：本发明的并串联组合隔离变换器的拓扑结构图；

图2：并串联组合全桥变换器的拓扑结构图。

具体实施方式

由图1可知，本发明的并串联组合隔离变换器包含输入电源U_in，隔离变换电路1、隔离变换电路2和LC滤波电路，隔离变换电路1和隔离变换电路2采用输入端并联和输出端串联的连接方式；隔离变换电路1和隔离变换电路2均由开关电路、变压器和整流电路构成；变压器变比为副边匝数与原边匝数之比。

通过设置隔离变换电路1中变压器T₁的变比n₁和隔离变换电路2中变压器T₂的变比n₂，用于减小整流电路中二极管的电压应力和减小LC滤波电路中滤波电感的体积和重量；包括下述步骤：

1)确定隔离变换电路1中变压器T₁的变比n₁和隔离变换电路2中变压器T₂的变比n₂之和n。

根据最小输入电压U_in(min)和并串联组合隔离变换器的输入输出电压关系确定隔离变换电路1中变压器T₁的变比n₁和隔离变换电路2中变压器T₂的变比n₂之和n，即n₁+n₂＝n。其中，并串联组合隔离变换器的输入输出电压关系由隔离变换电路1和隔离变换电路2所选的开关电路和整流电路的拓扑结构确定，变比n的取值为0.5的整数倍且大于计算结果。

2)确定隔离变换电路2中变压器T₂的变比n₂，保证隔离变换电路2中整流电路二极管电压应力U_D2小于二极管电压应力最大限制U_Dmax。

根据最大输入电压U_in(max)和二极管电压应力最大限制U_Dmax确定隔离变换电路2中变压器T₂的变比n₂。其中，最大输入电压U_in(max)不小于最小输入电压U_in(min)的3倍，变比n₂的取值为0.5的整数倍且小于计算结果。

3)确定隔离变换电路1中变压器T₁的变比n₁为n-n₂。

4)检验所得隔离变换电路1中变压器T₁的变比n₁是否合理，即隔离变换电路1中整流电路二极管电压应力U_D1是否小于二极管电压应力最大限制U_Dmax；隔离变换电路1中整流电路二极管电压应力U_D1与隔离变换电路1中整流电路二极管电压应力U_D2之差的绝对值小于设定的最大误差值ΔU。不满足则返回步骤1)重新确定变比n，直到满足要求。

隔离变换电路中的开关电路拓扑可为反激、正激、推挽、半桥或全桥电路中的一种。隔离变换电路1中的开关电路和隔离变换电路2中的开关电路可为相同拓扑结构也可为不同拓扑结构。隔离变换电路中的整流电路拓扑为桥式整流、全波整流或半波整流电路中的一种。隔离变换电路1中的整流电路和隔离变换电路2中的整流电路可为相同拓扑结构也可为不同拓扑结构。并串联组合隔离变换器工作在三电平和两电平两种工作模式。三电平工作模式为隔离变换电路1工作在脉冲宽度调制控制模式，而隔离变换电路2开关电路中开关管工作在最大占空比。两电平工作模式为隔离变换电路1开关电路中开关管都关断，而隔离变换电路2工作在脉冲宽度调制控制模式。

实施例：

下面以并串联全桥变换器为例进行详细分析，如图2所示。该并串联全桥变换器的开关电路为全桥电路拓扑，整流电路为全桥整流电路。

输入电压U_in：20-70V，输出电压U_o：380V，二极管电压应力最大限制U_Dmax：600V，设定的最大误差值ΔU：50V，输出功率P_o：1kW，开关周期T_s：10μs。

忽略同一桥臂开关管之间的死区时间，该变换器的输入输出电压关系为：

式中，d为开关管的占空比，即t_on/(T_s/2)，n₁为N_S1/N_P1，n₂为N_S2/N_P2。其中，t_on是导通时间，T_s是开关周期。

将d＝1，U_in(min)＝20V代入式(1)，可算出，n＝n₁+n₂＝19，考虑开关管死区，开关管和二极管的导通压降，取n＝21。

在两电平模式下输入电压最大时，隔离变换电路2中整流电路二极管承受的电压最大，即U_D2＝n₂U_in(max)＝70n₂<U_Dmax＝600V，可得n₂<8.57。取n₂＝8.5。

可得n₁＝n-n₂＝21-8.5＝12.5。

校验隔离变换电路1中整流电路二极管电压应力U_D1。在三电平模式和两电平模式的临界点时，隔离变换电路1中整流电路二极管承受的电压最大，即U_D1＝n₁U_o/n₂＝559V<U_Dmax＝600V，同样可算的U_D2＝n₂U_in(max)＝595V，U_D2-U_D1＝595-559＝36V<ΔU＝50V，满足要求。

此外，取电感电流脉动为额定输出电流的20％，可算出当采用相同变压器变比10.5时，滤波电感值L_f应为1.744mH，当采用上述计算的变压器变比时，滤波电感值L_f为1.304mH。因此，采用不同变压器的变比，可减小滤波电感的体积和重量。