本发明涉及一种电力系统领域的模块化多电平变流器的五级子模块电容电压平衡控制方法。
背景技术：
：近年来，随着能源危机和环境污染等问题的日益严峻，世界各国正在大力开发和利用清洁能源，然而鉴于人口大量膨胀和供输电线路有限，因此，迫切需要更加灵活、经济、环保的输电方式实现更加稳定高效的电能输送。模块化多电平变流器(ModuleMultilevelConverter，MMC)技术有效的提供了供电方式和质量，解决了开关器件的耐压问题。同时，由于这种变换器采用高度的模块化结构，具备很强的可扩展性，因此被广泛用来实施柔性直流输电。但是，模块化多电平结构需要对子模块进行电容电压控制，从而实现稳定的交-直-交电压变换。授权公告号为CN103066567B的专利提出了一种基于投切数的分层分段式电容平衡控制方法，需要采集大量的子模块工作状态信息进行电压排序，进而控制投切子模块数，这种方法耗费大量的软件工作量和额外的设备，增加了成本。授权公告号为CN102130619B的中国专利提出一种模块化多电平变流器的均压控制方法，具体是检测处于电压值最高或最低的子模块，通过判断是投入还是切除，实现均压控制，但该方法需要添加额外的判断方式控制装置，增加了系统成本，并且判断方法只有一种，当判断出现失误或误差时，会导致整个系统瘫痪。授权公告号为CN103095167B的中国专利通过检测和控制子模块各自电压值和桥臂电容电压平均值实现部分均压功能，但未考虑整个模块化多电平系统的均压控制，包括半桥臂电容电压和桥臂间电容电压等控制等功能，均压稳定性并不高。综上所述，现有的子模块电容电压平衡控制技术主要是通过大量的编程、检测和排序软件控制或额外附加其它器件实现辅助控制，增加了成本和不确定的因素，对于可靠稳定的电容电压平衡控制，这些控制方法或策略在实际应用方面难度较大。因此，有必要研究一种依靠自身系统闭环控制的多级子模块电容电压控制方法，既可以不增加额外的硬件消耗，又能够实现可靠的子模块电容电压稳定性控制，可广泛应用于直流输电系统中。技术实现要素：本发明要解决的技术问题是，克服现有技术的不足，提出一种多级电容电压平衡控制方法，适用于半桥(HalfBridge)、全桥(FullBridge)和混合(MixtureBridge)子模块电路。本发明仅通过系统内部闭环控制策略即可实现对子模块电容电压的均衡控制，无需额外硬件控制，改善直流输电系统电容电压的电能质量，降低模块化多电平输电系统的投资成本，提高子模块电容电压的稳定性和可靠性。为解决上述技术问题，本发明所采用的具体技术方案为：一种模块化多电平变流器的五级子模块电容电压平衡控制方法，包括输入直流电源，所述直流源与模块化多电平变流器相连，输出通过LCL型滤波器接负载。三相模块化多电平变流器包括三相串有子摸块的桥臂，桥臂分为上桥臂和下桥臂，上下桥臂可以由半桥、全桥和混合子模块构成，上下桥臂结构对称，中间通过各自的电感连接到中性输出点，半桥臂子模块数为n个，单相全桥臂子模块数为2n个。其中每个子模块包括两个串联的IGBT半导体器件，含有旁路反向二极管和一个与串联的IGBT相并联的电容。中性点经滤波器输出后接负载运行，相应的IGBT均受触发信号控制其开关状态。本发明提供的第一级的模块化多电平变流器子模块电容电压平衡控制为独立电容电压闭环反馈控制，选择每个独立电容电压作为反馈控制的独立个体，利用参考值电压Vref减去实际电压值vcij，其中i＝a，b，c，j＝1，2……2n，计算偏差为eij，其值经过PI控制和上桥臂电流方向signal(ipi，ini)选择调节，其中p，n分别代表上下桥臂，当桥臂电流流入变流器时，signal(ipi，ini)值为1，反之为-1，其调节输出值作为PWM发生模块的一个控制参量值，完成第一级独立电容电压闭环控制。本发明提供的第二级的模块化多电平变流器子模块电容电压平衡控制为半桥臂电容电压闭环反馈控制，选择上桥臂和下桥臂的电容电压平均值作为反馈控制的输入量，将上桥臂和下桥臂各个子模块电容电压vcik和vcil加权取平均值得到vcip和vcin，其中i＝a，b，c，k＝1，2……n，l＝n+1，n+2……2n，与参考值Vref作差计算偏差ecip和ecin，其值通过PI调节器进行调节，输出值作为PWM发生模块的一个控制参量值，完成第二级半桥臂电容电压闭环反馈控制。本发明提供的第三级的模块化多电平变流器子模块电容电压平衡控制为全桥臂电容电压闭环反馈控制，选择全桥臂2n个子模块电容电压vcij求取平均值vci，其中i＝a，b，c，与参考值Vref作差计算偏差eci，偏差通过PI控制器进行调节，输出值iij与上下桥臂电流平均值1/2(ipi+ini)作差，其值再次通过PI控制器进行调节，输出值作为PWM发生模块的一个控制参量值，完成第三级全桥臂电容电压闭环反馈控制。本发明提供的第四级的模块化多电平变流器子模块电容电压平衡控制为两桥臂间电容电压闭环反馈控制，选择ab相两桥臂4n个子模块电容电压vca1、vca2……vca2n和vcb1、vcb2……vcb2n分别求取平均值vca和vcb，相互作差计算偏差ecba，选择bc相两桥臂4n个子模块电容电压vcb1、vcb2……vcb2n和vcc1、vcc2……vcc2n分别求取平均值vcb和vcc，相互作差计算偏差eccb，选择ca相两桥臂4n个子模块电容电压vcc1、vcc2……vcc2n和vca1、vca2……vca2n分别求取平均值vcc和vca，相互作差计算偏差ecac，偏差通过PI控制器进行调节，输出值作为PWM发生模块的一个控制参量值，完成第四级两桥臂间电容电压闭环反馈控制。本发明提供的第五级的模块化多电平变流器子模块电容电压平衡控制为三相三桥臂间电容电压闭环反馈控制，选择abc相三桥臂6n个子模块电容电压vca1、vca2……vca2n、vcb1、vcb2……vcb2n和vcc1、vcc2……vcc2n分别求取平均值vca、vcb、vcc，求取加权平均值vcabc，与参考电容电压值Vref作差，偏差ecabc通过PI控制器进行调节，输出值作为PWM发生模块的一个控制参量值，完成第五级三相三桥臂间电容电压闭环反馈控制，相应的控制参量值在三相子模块电容电压均衡控制算法中通用。与现有技术相比，本发明的有益效果为：1、本发明提出一种模块化多电平变流器的子模块五级电容电压平衡控制方法，在传统子模块电容电压平衡控制的基础上，提出了相间桥臂电容电压平衡控制和全相桥臂电容电压平衡控制，实现了更为有效可靠的电容平衡控制。2、本发明适用于包括半桥、全桥和混合子模块桥臂电路，仅需改变调制方式，即能实现针对性控制，有利于实际工程应用。3、本发明提出的控制方法无需进行添加额外的软件工作和硬件设备即可实现更加稳定的电压控制，降低了成本，并且本方法具备可扩展性，能够广泛应用。4、本发明提出相间和全相桥臂电压平衡控制，可以实现子模块故障运行。当模块化多电平系统子模块数目足够多时，正常运行时，相间或全相桥臂平均电容电压差值很小，调节作用不大，假设其中一个或几个子模块故障，相间或全相桥臂平均电容电压差值急剧增加，经过闭环调节反馈回PWM调制信号，系统就会判定电容电压偏低，从而通过增加其它子模块的电容电压进行补偿，实现故障运行。5、本发明相间和全相桥臂电压平衡控制，可以实现降低环流和不平衡电流的目的。第四级和第五级控制会使得系统相间电容电压更加平衡稳定，当abc三相桥臂间电容电压差别较小时，相间环流也更小，对于不平衡电流同样具备控制作用。环流和不平衡电流降低的直接效果为系统损耗降低，进而可以减少成本和扩大容量。此外，会降低系统的发热，实现更高程度的模块化封装。附图说明图1为由模块化多电平变流器、电源、滤波器和负荷等装置构成的输电拓扑结构；图2为模块化多电平变流器内部结构和子模块构成结构图(三相桥臂分别由半桥(HalfBridge)、全桥(FullBridge)和混合(MixtureBridge)子模块构成，但不仅限于这种结构)；图3为模块化多电平变流器五级子模块电容电压平衡控制结构图；图4为本发明的第一级的模块化多电平变流器子模块电容电压平衡控制结构框图(由半桥(HalfBridge)子模块示意构成，全桥子模块和混合子模块同样适用)；图5为本发明的第二级的模块化多电平变流器子模块电容电压平衡控制结构框图(由全桥(FullBridge)子模块示意构成，半桥子模块和混合子模块同样适用)；图6为本发明的第三级的模块化多电平变流器子模块电容电压平衡控制结构框图(由混合(MixtureBridge)子模块示意构成，半桥子模块和全桥子模块同样适用)；图7为本发明的第四级的模块化多电平变流器子模块电容电压平衡控制结构框图(三相桥臂分别由半桥(HalfBridge)、全桥(FullBridge)和混合(MixtureBridge)子模块构成，但不仅限于这种结构)；图8为本发明的第五级的模块化多电平变流器子模块电容电压平衡控制结构框图(三相桥臂分别由半桥(HalfBridge)、全桥(FullBridge)和混合(MixtureBridge)子模块构成，但不仅限于这种结构)；图9为传统控制方法与发明的控制方法接线性负载对比分析图：(a)为传统控制方法子模块电容电压波形图；(b)为具有同样控制参数的发明的控制方法子模块电容电压波形图；(c)为传统控制方法通过PI参数调节获得的子模块电容电压波形图；图10为传统控制方法与发明的控制方法接不平衡负载对比分析图：(a)为传统控制方法接不平衡负载子模块电容电压波形图；(b)为具备相同控制参数的本发明五级控制方法接不平衡负载子模块电容电压波形图；图11为传统控制方法与发明的控制方法接三相阶跃负载对比分析图：(a)为传统控制方法接三相阶跃负载子模块电容电压波形图；(b)为具备相同控制参数的本发明五级控制方法接三相阶跃负载子模块电容电压波形图；具体实施方式下面结合附图对本发明的实施方法作详细说明：本实施方法在以本发明技术方案为前提的条件下进行实施，给出了详细的实施方式和具体的操作过程，但本发明的保护范围不限于下述的实施例。如图1所示为模块化多电平变流器电能变换输送电路拓扑结构。该输电系统将模块化多电平变流器和负载通过LCL滤波器连接在公共连接点PCC上，模块化多电平变流器由三相桥臂构成，每个桥臂串有2n个子模块，在变流器电压电流输出位置串有电感器。子模块电容电压相对应的有6n个，对应于全部6n个子模块有12n个触发信号连接到每个子模块内串联的IGBT器件的门极位置，起到开断开关作用。触发信号由PWM模块产生，不仅起到调制作用，还可以起到闭环反馈控制的作用，平衡子模块电容电压。如图2所示为模块化多电平变流器内部结构和子模块构成图(三相桥臂分别由半桥(HalfBridge)、全桥(FullBridge)和混合(MixtureBridge)子模块构成，但不仅限于这种结构)。在内部结构图中，分别标注了五级子模块电容电压平衡控制的不同位置的采集输入量，包括1、每个子模块的独立电容电压vci1、vci2……vci2n，2、半桥臂电容电压：分别含有vci1、vci2……vcin和vcin+1、vcin+2……vci2n，3、全桥臂电容电压：含有vci1、vci2……vci2n，4、两桥臂间电容电压：含有vca1、vca2……vca2n、vcb1、vcb2……vcb2n和vcc1、vcc2……vcc2n，5、三相三桥臂间电容电压：含有vca1、vca2……vca2n、vcb1、vcb2……vcb2n和vcc1、vcc2……vcc2n。其中，其中a，b，c代表三相桥臂，1、2、3、4、5表示第一级、第二级……第五级控制方法。子模块内部结构包括两个串联的IGBT半导体器件，含有旁路反向二极管和一个与串联的IGBT相并联的电容。如图3所示模块化多电平变流器五级子模块电容电压平衡控制结构图。相应的输入输出控制参量，已经在图中具体标出。五级控制分别算出PWM调制前需要进行负反馈的分量，包括各级控制输出Si1，Si2，Si3，Sba，cb，ac4，Sabc5，其中a，b，c代表三相桥臂，ba，cb，ac代表两相桥臂间平均子模块电容电压差值，1、2、3、4、5表示第一级、第二级……第五级控制方法。各级输出值与主电路控制dq变换输出的电压电流环控制结构的调节信号ua，ub，ub作加权求和，其中当上桥臂调制时x取值为1，下桥臂调制时x取值为-1，其具体计算公式为Pa=Sa1+Sa2+Sa3+Sab4+Sabc5+xuan+Vdc2n---(1)]]>Pb=Sb1+Sb2+Sb3+Sbc4+Sabc5+xubn+Vdc2n---(2)]]>Pc=Sc1+Sc2+Sc3+Sca4+Sabc5+xucn+Vdc2n---(3)]]>相应的三相输出值Pa，Pb，Pc分别通过PWM模块，产生3组6n个PWM调制信号，对子模块IGBT的开通和关断进行控制，进而实现五级闭环子模块电容电压平衡控制。如图4所示为第一级的模块化多电平变流器子模块电容电压平衡控制结构框图(由半桥(HalfBridge)子模块示意构成，全桥子模块和混合子模块同样适用)。利用参考值电压Vref减去实际电压值vcij，其中i＝a，b，c，j＝1，2……2n，计算偏差为eij，其值经过PI控制和上桥臂电流方向signal(ipi，ini)选择调节，其中p，n分别代表上下桥臂，当桥臂电流流入变流器时，signal(ipi，ini)值为1，反之为-1，其调节输出值Si1作为PWM发生模块的一个控制参量值，1代表完成第一级独立电容电压闭环控制。具体计算公式为Sa1=(K1+K2s)·(Vref11...1-vca1vca2...vca2n)·signal(ipa,ina)---(4)]]>Sb1=(K1+K2s)·(Vref11...1-vcb1vcb2...vcb2n)·signal(ipb,inb)---(5)]]>Sc1=(K1+K2s)·(Vref11...1-vcc1vccb2...vcc2n)·signal(ipc,inc)---(6)]]>如图5所示为第二级的模块化多电平变流器子模块电容电压平衡控制结构框图(由全桥(FullBridge)子模块示意构成，半桥子模块和混合子模块同样适用)。选择上桥臂和下桥臂的电容电压平均值作为反馈控制的输入量，将上桥臂和下桥臂各个子模块电容电压vcik和vcil加权取平均值得到vcip和vcin，其中i＝a，b，c，k＝1，2……n，l＝n+1，n+2……2n，与参考值Vref作差计算偏差ecip和ecin，其值通过PI调节器进行调节，输出值Si2作为PWM发生模块的一个控制参量值，2表示完成第二级半桥臂电容电压闭环反馈控制。具体计算公式为Sa2=(K3+K4s)·1nΣv=1n(Vref11...1-vca1vca2...vcan)·signal(ipa,ina)-(K3+K4s)·1nΣv=n+12n(Vref11...1-vcan+1vcan+2...vca2n)·signal(ipa,ina)---(7)]]>Sb2=(K3+K4s)·1nΣv=1n(Vref11...1-vcb1vcb2...vcbn)·signal(ipb,inb)-(K3+K4s)·1nΣv=n+12n(Vref11...1-vcbn+1vcbn+2...vcb2n)·signal(ipb,inb)---(8)]]>Sc2=(K3+K4s)·1nΣv=1n(Vref11...1-vcc1vcc2...vccn)·signal(ipc,inc)-(K3+K4s)·1nΣv=n+12n(Vref11...1-vccn+1vccn+2...vcc2n)·signal(ipc,inc)---(9)]]>如图6所示为第三级的模块化多电平变流器子模块电容电压平衡控制结构框图(由混合(MixtureBridge)子模块示意构成，半桥子模块和全桥子模块同样适用)。选择全桥臂2n个子模块电容电压vcij求取平均值vci，其中i＝a，b，c，与参考值Vref作差计算偏差eci，偏差通过PI控制器进行调节，输出值iij与上下桥臂电流平均值1/2(ipi+ini)作差，其值再次通过PI控制器进行调节，输出值Si3作为PWM发生模块的一个控制参量值，3表示完成第三级全桥臂电容电压闭环反馈控制。具体计算公式为Sa3={-12nΣv=12n(Vref11...1-vca1vca2...vca2n)(K5+K6s)+12(ipa+ina)}·(K7+K8s)---(10)]]>Sb3={-12nΣv=12n(Vref11...1-vcb1vcb2...vcb2n)(K5+K6s)+12(ipb+inb)}·(K7+K8s)---(11)]]>Sc3={-12nΣv=12n(Vref11...1-vcc1vcc2...vcc2n)(K5+K6s)+12(ipc+inc)}·(K7+K8s)---(12)]]>如图7所示为发明的第四级的模块化多电平变流器子模块电容电压平衡控制结构框图(三相桥臂分别由半桥(HalfBridge)、全桥(FullBridge)和混合(MixtureBridge)子模块构成，但不仅限于这种结构)。选择ab相两桥臂4n个子模块电容电压vca1、vca2……vca2n和vcb1、vcb2……vcb2n分别求取平均值vca和vcb，相互作差计算偏差ecba，选择bc相两桥臂4n个子模块电容电压vcb1、vcb2……vcb2n和vcc1、vcc2……vcc2n分别求取平均值vcb和vcc，相互作差计算偏差eccb，选择ca相两桥臂4n个子模块电容电压vcc1、vcc2……vcc2n和vca1、vca2……vca2n分别求取平均值vcc和vca，相互作差计算偏差ecac，偏差通过PI控制器进行调节，输出值Sba4、Scb4和Sac4作为PWM发生模块的一个控制参量值，4表示完成第四级两桥臂间电容电压闭环反馈控制。则具体计算公式为Sba4=12nΣv=12n(vcb1vcb2...vcb2n-vca1vca2...vca2n)·(K9+K10s)---(13)]]>Scb4=12nΣv=12n(vcc1vcc2...vcc2n-vcb1vcb2...vcb2n)·(K9+K10s)---(14)]]>Sac4=12nΣv=12n(vca1vca2...vca2n-vcc1vcc2...vcc2n)·(K9+K10s)---(15)]]>如图8所示为发明的第五级的模块化多电平变流器子模块电容电压平衡控制结构框图(三相桥臂分别由半桥(HalfBridge)、全桥(FullBridge)和混合(MixtureBridge)子模块构成，但不仅限于这种结构)。选择abc相三桥臂6n个子模块电容电压vca1、vca2……vca2n、vcb1、vcb2……vcb2n和vcc1、vcc2……vcc2n分别求取平均值vca、vcb、vcc，求取加权平均值vcabc，与参考电容电压值Vref作差，偏差ecabc通过PI控制器进行调节，输出值Sabc5作为PWM发生模块的一个控制参量值，5表示完完成第五级三相三桥臂间电容电压闭环反馈控制，相应的控制参量值会在三相子模块电容电压均衡控制算法中通用。具体计算公式为Sabc5=Vref-13(12nΣv=12nvca1vca2...vca2n+12nΣv=12nvcb1vcb2...vcb2n+12nΣv=12nvcc1vcc2...vcc2n)·(K11+K12s)---(16)]]>如图9所示为传统控制方法与发明的控制方法接线性负载对比分析图，其中图9(a)为传统控制方法子模块电容电压波形图，图9(b)为发明的控制方法子模块电容电压波形图。两者具备电压电流环等控制结构的相同控制参数，图9(b)为添加了针对子模块电容电压的五级控制方法，从对比图可以看出，传统的控制方法a相四个子模块电容电压vca1，vca2，vca3，vca4不仅收敛速度慢，而且最后的相同相位的子模块电容电压vca1，vca3或vca2，vca4的重合程度较差，说明不同子模块电容电压稳定性较差。本发明的五级子模块电容电压平衡控制方法，由于每次闭环控制都具备五级的偏差修复，因此可以实现t＝0.5s以内达到收敛效果，并保持稳定运行，最后电压控制效果稳定，重合程度很高，围绕给定400V电压值波动范围不超过4V，相同相位电压差值不超过0.1V，表明本发明提出方法具备很好的子模块电容电压平衡控制能力。图9(c)为传统控制方法通过PI参数调节获得的子模块电容电压波形图。其结果是为了与发明的五级控制方法相对比，结果表明仅通过调节PI参数，在同等收敛的情况下，最后传统控制方法电容电压vca1，vca2，vca3，vca4会出现发散，无法实现稳定的能量传输。进一步验证本发明控制方法的有效性和可行性。图10为传统控制方法与发明的控制方法接不平衡负载对比分析图，其中图10(a)为传统控制方法接不平衡负载子模块电容电压波形图，图10(b)为具有对比效果的相同控制参数的五级控制方法接不平衡负载的子模块电容电压波形图。从图中可以看出，传统控制方法不能够在不平衡负载工况下稳定运行，最后的电压波形vca1，vca2，vca3，vca4无论是稳定性还是重合程度，效果都比较差。相反，五级控制方法在不平衡负载的工况下，仍然能够实现平衡、稳定、重合的电容电压控制。图11为传统控制方法与发明的控制方法接三相阶跃负载对比分析图，其中图11(a)为传统控制方法接三相阶跃负载子模块电容电压波形图，对比图11(b)为具备相同控制参数的五级控制方法接三相阶跃负载子模块电容电压波形图。同样可以得出结论，五级控制方法相对于传统控制方法，在子模块电容电压控制的快速性、稳定性、平衡程度和重合程度等方面都具有明显的优化效果，进一步证明了本发明的有效性和可行性。最后应当说明的是：以上所述仅为本发明的具体实施方式而非对其限制，尽管参照上述实例对本发明进行了详细的说明，本领域的技术人员应当理解：在阅读本申请说明书后技术人员依然可以对本发明的具体实施方式进行修改、替换和改变，但这些修改或变更均未脱离本发明申请待批的权利要求保护范围之内。当前第1页1 2 3